专利名称：数据转换器的制作方法
技术领域：
本发明涉及数据转换器，它包括在特定采样频率上操作的西格马德尔塔调制器，所述西格马德尔塔调制器在反馈环中依次包括比较器，离散时间低通滤波器和量化器，其中比较器被安排来比较量化器的输出和被转换的输入信号。这样的数据转换器可以从以下文献获知，″使用西格马德尔塔调制器调制和比特翻转的数字功率放大器″作者是J.美国声频工程学会中的A.J.Margrath和M.B.Sandler，Vol.45，No 6，pp 476-487，June 1997。
本发明特别地而不是唯一地对驱动切换功率放大器(D类放大器)感兴趣。这些放大器例如用于汽车驱动器、供给调节器和声频放大器。传统的D类放大器使用模拟脉冲宽度调制器。然而，因为当今的信号常常在数字域中可用和被处理，所以需要数字脉冲宽度调制器。问题是，数字脉冲宽度调制器遭受了大量来自采样器的信号失真，在数字脉冲宽度调制器中发生了将信号幅度直接转换为具有成比例宽度的脉冲。有可能通过采用很高的采样频率来降低这个失真，然而这样做的缺点是需要非常复杂和昂贵的电路。
上述问题的解决方法是通过西格马德尔塔调制器将数字PCM输入信号转换成脉冲密度调制信号。然后，西格马德尔塔调制器的输出脉冲被用于开关功率放大器，它用作1-比特D/A转换器，并且功率放大器的输出被用于低通滤波装置，它全部或部分地由功率放大器的负载组成。然而，传统西格马德尔塔调制器的问题是脉冲密度调制信号比起脉冲宽度调制信号具有高很多的开关频率。这个限制了它们的用途，尤其是在功率转换器中，因为在D类放大器中的功率损耗与开关脉冲波前的数目成比例地增加。在前面的文献中，提出了一个方法，它使用在西格马德尔塔调制器周围的独立的控制器来迫使西格马德尔塔调制器产生低频脉冲模式。这个方法被称为“比特翻转”以及它导致非常有希望的结果，但是伴随有增加电路复杂性这样的缺点。
本发明的一个目的是迫使西格马德尔塔调制器产生低频脉冲模式，而又比所述文献的解决方法低很多的电路复杂性，同时在选择脉冲模式的平均长度上具有很大的灵活性，因此根据本发明的数据转换器特征在于，为了降低西格马德尔塔调制器的空闲振荡频率，时间离散低通滤波器被安排来具有180°相位的时延和在一个频率处的正群时延，该频率至少比采样频率(fs)小4倍。群时延通常被定义为相位比上频率特性的斜率的负值。因此，这意味着根据本发明，相位比上频率特性以向下增加频率的方式在一个频率处通过180°水平，该频率至少比采样频率(fs)小4倍。
理论上，各个西格马德尔塔调制器产生振荡模式，常被称为“限制周期”。跟随着比较器的具有单个积分器的模拟西格马德尔塔调制器理论上在无限频率处启动振荡以及平均输出信号将等于输入信号。具有零输入信号的等价数字西格马德尔塔调制器将在大概采样频率一半处启动振荡，这是由于时间离散积分器的内部时延。本发明的思想是，通过适当地标称时间离散低通滤波器，迫使西格马德尔塔调制器在一个频率处振荡，该频率大大低于在没有“比特翻转”的现有的西格马德尔塔调制器的情况下的频率，以及在振荡频率中的这个降低导致在西格马德尔塔调制器的输出中更宽的脉冲波形并相应地导致更小的开关脉冲波前。
例如，在用于具有标准的CD-音频采样速率44.1KHz的音频信号的西格马德尔塔调制器中，该44.1KHz首先被向上采样到采样速率fs为256×44.1KHz，平均采样频率可以从fs/2＝128×44.1KHz降低到大概8×44.1KHz，也就是，被因数16相除。这个应用中的下面描述的实施例是基于这些频率图形的。
根据本发明的数据转换器的最重要的优点是低很多的开关频率相应降低了能量消耗，尤其当转换器被用来驱动D类功率放大器时。另外，较低的开关频率使得本发明的数据转换器对与1-比特转换器相关的最重要的问题，即码间干扰(ISI)和时钟跳动缺少敏感。脉冲的平均宽度大大的大于现有技术中的1-比特转换器，因此脉冲宽度的相关变化由于在开关瞬间的差别而变小。另外，提出的数据转换器的开关频率更加稳定，也就是，比传统数据转换器的开关频率更少地依赖输入信号。因此在本发明的数据转换器后面的模拟后端将生成较少的谐波失真。利用本发明，最大的开关不准确度导致噪音层的增加，更不用说谐波失真的增加了。
根据本发明的数据转换器的优选实施例特征在于，其中时间离散低通滤波器的传递函数包括，在它的复z-平面中，多个极点在所述平面的单位圆的点(1；0)处或在其附近，以及一个附加极点在所述平面的正实轴上，值在0.20到0.92之间，用来降低西格马德尔塔调制器的空闲振荡频率。所述的多个极点以公知的方式来布置，从而获得适合的低频通带，例如具有Butterworth和Chebyshev特性，和非常陡的衰减。这些极点主要工作在被转换的信号的基带中并且非常有助于噪音整形，也就是，在所述基带中噪音功率的降低。在实轴上的附加极点主要工作在更高频带中并且决定平均频率，在该频率处环路将振荡，也就是脉冲波形的平均长度。在下面的例子中，这个极点位于复z-平面的点(0.88；0)处。将附加极点布置到远离点(1；0)的地方将增加振荡频率，也就是，附加极点离点(1；0)越远，极点在脉冲波形上的影响越少。如果想更进一步地降低振荡频率，极点必须布置在靠近点(1；0)的地方，然而任何比大约0.92更大的移动将导致极点太靠近点(1；0)，以及导致极点丧失对振荡模式的任何控制。
优选地，本发明的DA-转换器特征进一步在于，其中时间离散低通滤波器的传递函数具有多个极点，比所述时间离散低通滤波器的零的数目至少大2。因为通常在数字西格马德尔塔调制器中极点数目比零的数目大1，这意味着在没有引入附加零的情况下附加极点被引入。零的位置是西格马德尔塔调制器的稳定性需求和噪音整形需求之间的妥协，并且当在更低频率处的更高阶的特性被在中间频率处的一阶的特性所跟随时，这个妥协最好被保留。通过添加附加极点而不引入附加零，获得了在所述中间频率上面的频率范围中的二阶特性，同时保留了用于中间频率的一阶特性。然而，在某些情况中，有可能将附加零放在实轴的某一地方来改变滤波器的相位特性和振荡频率，而无须噪音整形特性显著改变。
根据本发明的适合的数据转换器特征在于，其中时间离散低通滤波器包括级联的积分器，求和装置用来求和所述积分器的通过系数乘法器的输出，以构成时间离散低通滤波器和与所述的级联的积分器中的第一个串连在一起的单阶低通滤波器部件的输出，用来在复z-平面的实轴上产生所述附加的极点。低通滤波器部件可以被设置在第一个积分器的前面或后面，但是如果零的相加应该避免，应被设置在到求和装置的第一抽头之前。必须注意到可选择地，低通滤波器部件可以位于求和装置的输出上。也可以注意到只要不脱离本发明的范围，一些或所有零可以通过将量化器的输出反馈到在时间离散低通滤波器中的一个或多个点而得到。
更进一步地认识到本发明的数据转换器不限于将数字PCM数据转换到单-比特数字数据，但是也可以被安排来将模拟数据转换到单-比特数字数据。这个转换器可以包括，例如单-比特D/A转换器，用于将量化器的输出转换为应用于(模拟)比较器的模拟脉冲，并且包括采样器，用来对比较器的模拟输出采样以及将这样获得的模拟采样提供给时间离散低通滤波器。
本发明参照附图被描述。其中
图1描述了根据本发明的数据转换器的实施例的示意图，图2描述了在图1的实施例中使用的数字低通滤波器的传递函数的振幅比频率图，和图3描述了在图1的实施例中使用的数字低通滤波器的传递函数的相位比频率图。
图1的数据转换器包括数字低通滤波器FD，它在它的输入端通过可以是单个减法器的比较器G接收数字输入信号U，例如，数字PCM-信号。数字低通滤波器的输出信号V在一比特量化器中被量化以及量化器的输出W被反馈回比较器G。因此，比较器将量化器输出W从输入信号U中减掉，差分信号U-W被传递到数字低通滤波器FD以及这个差分信号U-W的低频含量用于量化器。量化器的输出是一系列单比特脉冲，关于差分值该一系列单比特脉冲的值是+1或-1。比较器G，数字低通滤波器FD和量化器Q的结构组成了离散时间西格马德尔塔调制器，它将在PCM输入信号和脉冲W低频含量之间的差异保持为尽可能得小。因此，当输入信号值增加时，量化器的输出中的+1脉冲的数目增加而-1脉冲的数目在减少。相等地，当输入信号值减少时，在量化器输出中的+1脉冲的数目在减少而-1脉冲的数目在增加。西格马德尔塔调制器的数字输入信号U包括这些比特，它们的值是由比特位置决定的，也就是，较高有效位的比特和较低有效位的比特，所有数字输出脉冲W具有相同有效位。和数字输入比特形成对比，西格马德尔塔调制器的数字输出信号具有低频含量，它基本匹配模拟信号含量以及这个模拟信号含量可以被适合的单个比特DA转换器恢复，该转换器后面跟着模拟低通滤波器。实际上单比特DA转换器可以包含开关功率放大器(D类放大器)以及模拟低通滤波器可以包括一个或多个扬声器。
西格马德尔塔调制器的输出信号W的总功率比基带信号的功率大很多，这意味着在信号带宽外部的某一频带必须被用来分发残余输出功率(噪声功率)。为了充分地将这个噪声功率整形成残余频带，西格马德尔塔调制器的数字低通滤波器必须是充分高次的。在图1的装置中，数字低通滤波器FD包括六个级联的积分器I1到I6。各个积分器具有z-传递器1/(z-1)。积分器I1和I2的每个在复z-平面的单位圆上的点(1:0)处形成极点。积分器I3和I4也在点(1:0)处形成两个极点，然而积分器I4的输出，通过乘法器A1，依靠减法器S1从积分器I3的输入中被减掉，这个方法导致了两个极点中的一个的上移并且两个极点中的另一个下移，从而获得点中的共轭极点(1；sqrt(A1))。通过同样的方法，在通到积分器I5的输入中积分器I5和I6具有乘法器A2和减法器S2，以便在点中创造两个共轭极点(1；sqrt(A2))。
六个积分器I1到I6的输出的每一个被分别连接到系数乘法器C1到C6，并且这些系数乘法器的输出在求和器中求和来构成数字低通滤波器FD的输出V。如公知的，这个结构在数字低通滤波器的传递函数中创造了多个零。图1的六个系数乘法器创造了五个零，它们在复z-平面的中的位置通过适合选择系数C1到C6而被选择。六个极点位于或接近复z-平面中的点(1；0)处并且被分布，以致它们保证在整个通带上有充分的信噪比和在通带上的传递特征中有足够陡峭的边缘。五个零被定位来获得在高输入信号值上的最佳稳定性和在更高频带中的采样噪声的最佳整型。
图1中的装置更进一步包括位于数字低通滤波器FD的输入端口和积分器I1之间的低通滤波器部件L。低通滤波器部件L具有传递函数1/(z-B)以及例如可以使用后面跟着采样时延的加法器，并且通过具有因数B的乘法器时延的输出被反馈到加法器来实现。一个其输出被1-B相乘然后被从其输入中减掉的积分器也可实现它。低通滤波器部件L在复z-平面的水平轴上在点(B；0)处产生附加极点。部件L也可以位于积分器I1的后面，但是优选地在到系数乘法器C1的抽头之前，使得部件L不创造附加的零。利用部件L，低通滤波器FD是具有七个极点和五个零的7阶。实际中被测试的装置中的极点和零的位置位于下表中
积分器I3，I4和具有系数A1＝0.00011449的乘法器A1创造两个共轭极点3和4。同等地，积分器I5，I6和具有系数A2＝0.00005625的乘法器A2创造两个共轭极点5和6。极点1和2分别由积分器I1和I2产生以及极点7由具有B＝0.88的低通滤波器部件L产生。很明显，极点1到6都位于复z-平面的点(1；0)处或在它的附近。这意味着这六个极点对位于小于0.01*fs/2的频率，也就是语音基带处的频率或靠近语音基带的频率产生主要影响。因此与之相对，附加极点7位于离点(1；0)更远的地方，并且因此它的影响主要是对于从0.01*fs/2到1*fs/2的频率。fs＝256*44.1KHz时，六个极点主要工作在56.5KHz以下，然而极点7主要工作在56.5KHz到5650KHz之间的频率。优选地，五个零离点(1；0)尽可能地远离点(1；0)，以便改善噪音整形，然而这个受限于稳定性需求。在上述例子中，零被设置成使得在高阶(第六)传递和低阶(第一)传递之间的转折点大约在80KHz处。
根据上述的极点2到6和零1到5的位置，系数C1到C6可以被计算。通过以下方法来做这件事，首先计算在极点5和6的位置处的系数C5和C6，然后根据已计算出来的系数C5和C6来计算在极点3和4的位置处的系数C3和C4，以及最后根据已计算的系数C3到C6来计算在极点2的位置处的系数C2。上述的极点和零的位置的结果如下所示；
实际上，系数C1到C6和系数A1和A2优选地被转换为这样的版本，它具有2的幂次或2的幂次的求和，以便降低电路复杂性。
附加极点7的功能可以最后地如下解释。西格马德尔塔调制器反馈环路将一直振荡。假设在大量采样周期中数字输入信号U是零。然后，在没有极点7的情况下，量化器Q将输出一个+1或-1交替的脉冲序列。换句话说环路在频率fs＝5650KHz处振荡。在其他输入信号电平处，振荡频率为了产生例如+1，+1，-1，+1，+1，-1等或者+1，+1，+1，-1，-1，+1，+1，-1，-1这样的不同脉冲波形而改变。附加极点7的函数降低振荡频率，也就是迫使西格马德尔塔调制器产生更长的脉冲波形。例如，当输入信号值是零时，空闲频率，也就是振荡频率可以下降到大约8*fs＝352.8KHz；这比初始空闲频率低16倍。在零输入信号值处的脉冲波形因此是十六个+1脉冲，十六个-1脉冲，十六个+1脉冲等，并且，因为这些脉冲是NRZ，这意味着被数据转换器驱动的功率放大器必须开关大于十六次，少于没有附加极点7的情况。极点7的作用也可以由图2和图3来描述，它们描述了在0.01*fs/2和fs/2的区间内在有和没有极点7的情况下数字低通滤波器FD的传递函数的幅度比上频率和相位比上频率的特性。曲线I表示没有低通滤波器部件L的情况下的这些特性而曲线II表示具有滤波器部件L的情况下的这些特性。从图3的相位比上频率特性可以看出，曲线I在fs/2处向下通过-π(180°)水平，同时曲线II在更低的频率大约0.07*fs/2处向下通过这个水平。
注意到，上述的极点和零是数字低通滤波器FD的。与西格马德尔塔调制器的振荡表现更相关的是靠近西格马德尔塔环路自己的极点。然而，在这个环路中的量化器是高度非线性的，这使得这样的分析变得困难。环路的振荡行为的近似值可以通过如下方法获得，将量化器Q看作采样噪声源和具有信号独立放大器因数的放大器。然后靠近环路的极点从低通滤波器(具有较低的放大器因数)的极点移动到低通滤波器的零或者z-平面(具有较高的放大器因数)的单位圆的外部。然后西格马德尔塔调制器将在一个频率处振荡，该频率大约与这样的移动极点的轨迹和单位圆的交叉点对应。这个轨迹，通常被称为“根焦点”，可以采用例如MatLab工具来建立和分析。
权利要求
1.一种数据转换器，包括工作在特定采样频率(fs)处的西格马德尔塔调制器，所述西格马德尔塔调制器在反馈环路中依次包括比较器(G)，时间离散低通滤波器(FD)和量化器(Q)，其中，比较器(G)被安排来比较量化器的输出和被转换的输入信号(U)，其特征在于，为了降低西格马德尔塔调制器的空闲振荡频率，时间离散低通滤波器被安排来具有180°相位的时延和在一个频率处的正群时延，该频率至少比采样频率(fs)小4倍。
2.如权利要求1的数据比较器，其特征在于时间离散低通滤波器(FD)的传递函数在它的复z-平面中包括多个在所述平面的单位圆的点(1；0)处或附近的极点，以及一个在所述平面的正实轴上的附加极点，值在0.20到0.92之间，用来降低西格马德尔塔调制器的空闲振荡频率。
3.如权利要求2的数据比较器，其特征在于时间离散低通滤波器(FD)的传递函数具有的极点数目超过所述时间离散低通滤波器的零的数目至少2个。
4.如权利要求3的数据比较器，其特征在于，其中时间离散低通滤波器(FD)包括级联的积分器(I1到I6)，求和装置(AD)，用来通过系数乘法器(C1到C6)对所述积分器的输出求和，以构成时间离散低通滤波器和与所述的级联的积分器中的第一个串连在一起的单阶低通滤波器部件(L)的输出，用来在复z-平面的实轴上产生所述附加的极点。
全文摘要
数据转换器包括时间离散西格马德尔塔调制器，例如用来驱动D类放大器。西格马德尔塔调制器的低通滤波器通过以下方法被修改，为了获得用于数据转换器的输出的增加的脉冲束，添加被合适定位的极点来降低西格马德尔塔调制器的振荡频率(限制周期)。
文档编号H03M7/32GK1689236SQ03824249
公开日2005年10月26日 申请日期2003年9月22日 优先权日2002年10月18日
发明者D·欣克, P·A·C·M·纽坦 申请人:皇家飞利浦电子股份有限公司