专利名称：压控振荡器的制作方法
技术领域：
本发明涉及用于无线通信设备和PLL电路中的压控振荡器。特别地，本发明涉及可抑制相位噪声的压控振荡器。
背景技术：
压控振荡器广泛地用作用于产生无线通信设备的本地振荡信号的装置。
图19是显示常规压控振荡器900的结构的电路图。在图19中，压控振荡器包括一个电源终端910，电感911和912，可变电容元件913和914，振荡晶体管915和916，频率控制终端917，以及电流源晶体管930。在图19中省略了偏压电路及类似的电路。
在图19中，电感911和912以及可变电容元件913和914构成一并联谐振电路。可变电容元件的电容值由其两端间的电位差决定，所以可通过控制施加到频率控制终端917的控制电压来控制可变电容元件913和914的电容值。
压控振荡器900在并联谐振电路的谐振频率附近振荡。因而，压控振荡器900的振荡频率能够通过对控制电压的控制被设定为所需要的频率。振荡晶体管915和916产生负电阻并消除由谐振电路的寄生电阻分量带来的损失，从而满足振荡条件。
图20A是显示图19所示常规压控振荡器900中谐振电路的两个终端O1和O2处电压的时间变化的示意图。在图20A中，实线示意性地表示在终端O1处电压的时间变化，而虚线则示意性地表示在终端O2处电压的时间变化。如图20A所示，在谐振电路每个终端O1和O2上电压的时间变化形成正弦波。
图20B是显示图19所示常规压控振荡器900中振荡晶体管915和916的源极P0上电压的时间变化的示意图。振荡晶体管915漏极的基波和振荡晶体管916漏极的基波具有相等的振幅和相反的相位。所以，在源极P0上，基波和奇次谐波互相抵消而合成偶次谐波。在偶次谐波中，二次谐波具有最大的能量，所以在源极P0上，电压在为振荡频率2倍的频率2fo上变化，其中fo为振荡频率，如图20B所示。
众所周知，通常，通过与由源极P0处频率2fo引起的电压波动的相互作用，将产生于振荡晶体管915和916以及电流源晶体管930中的1/f噪声转换成振荡频率附近的频率。因此，转换成振荡频率附近频率的1/f噪声叠加在振荡信号上并变成相位噪声。
图21是显示图19所示常规压控振荡器900的相位噪声特性的示意图。如图21所示，水平轴显示到振荡频率的频率偏移，而垂直轴则显示相位噪声的幅度。
如图21所示，相位噪声的特性可以被划分成两个区域，即，斜率为9dB/Oct的区域A和斜率为6dB/Oct的区域B。区域A从0Hz到大约50kHz，而区域B则从大约50kHz到大于50kHz。区域B中的相位噪声主要归因于热噪声。
区域A中的相位噪声由1/f噪声所引起，该1/f噪声产生在振荡晶体管915和916以及电流源晶体管930中，并被转换成振荡频率附近的频率，然后叠加于振荡信号上。用于振荡晶体管或电流源晶体管的晶体管通常是场效应晶体管。场效应晶体管具有大的1/f噪声。因此，在常规的压控振荡器中，区域A中相位噪声的发生产生了大的问题。
作为解决这个问题的方法，在2003年IEEE国际固态电路大会(InternationalSolid-State Circuits Conference)(非专利文献1)98-99页上由Aly Ismail，AsadA.Abidi所著的“CMOS Differential LC Oscillator with Suppressed Up-Converted Flicker Noise(上变频频闪噪声被抑制的CMOS差分LC振荡器)”中，提出了一种压控振荡器。图22是示出在该非专利文献1中揭示的常规压控振荡器990结构的电路图。
在图22中，压控振荡器990包括一个电源终端910，电感911和912，可变电容元件913和914，振荡晶体管915和916，频率控制终端917，电感918和919，耦合电容920，电阻921和922，开关923，和偏置电容924。在图22中，与图19相同的部分使用与其相同的标号。
在图22中，图19所示常规压控振荡器900中的电流源晶体管930被由电阻921和922以及开关923构成的电路代替。由电阻921和922生产中的变化引起的电阻值的变化可以通过开/闭开关923来调节，从而可将压控振荡器990中的电流值设定为所需要的值。这样，通过用由电阻921和922以及开关923构成的电路来取代电流源晶体管，产生于电流源晶体管930中的1/f噪声可以被抑制。提供偏置电容924以除去电阻921和922中产生的噪声。
由耦合电容920以及电感918和919构成的电路，抑制在振荡晶体管915和916中产生的1/f噪声的影响。电感918和919具有与振荡频率fo相关的相当大的阻抗。耦合电容920具有的电容值提供与满足振荡条件范围内的1/f噪声相关的高阻抗。用这样的阻抗和电容值，可以得到图23B和23C所示的电压的时间变化，这将在下文描述。
图23A是显示图22所示常规压控振荡器990中谐振电路的两个终端O1和O2上电压的时间变化的示意图。在图23A中，实线示意性地表示在终端O1上的电压的时间变化，虚线示意性地表示在终端O2上的电压的时间变化。如图23A所示，在谐振电路每个终端O1和O2上的电压的时间变化形成正弦波。
图23B是显示图22所示常规压控振荡器990中振荡晶体管915的源极P1上电压的时间变化的示意图。图23C是显示图22所示常规压控振荡器990中振荡晶体管916的源极P2上电压的时间变化的示意图。
在图22的电路中，电感918和919具有与振荡频率fo相关的相当大的阻抗。在这种情况下，当选择适当的值(该值所提供的高阻抗与满足振荡条件范围内的1/f噪声相关)作为耦合电容920的电容值时，在终端P1和P2中，如图23B和23C所示，2fo分量能够被抑制。
通过对2fo分量的抑制，由1/f噪声和2fo分量之间相互作用而引起的从1/f噪声到振荡频率附近频率之间的转换可被减小，从而使在振荡频率附近的相位噪声得到了抑制。
图24是显示图22所示压控振荡器990相位噪声的示意图。如图24所示，在图22所示的压控振荡器990中，在振荡频率附近的相位噪声能够被抑制。例如，非专利文献1描述了，区域A中的相位噪声被减小了20dB左右。
然而，在以上的结构中，需要两个具有与振荡频率相关的大阻抗(例如在非专利文献中1的23nH)的电感。这些电感可以通过使用螺旋电感的半导体集成电路中得以实现，这些电感占有很大的区域。因此，会增加压控振荡器的芯片尺寸，从而导致成本增加。
此外，在常规的结构中，用电阻代替电流源晶体管，从而例如，当电源电压变化时，比如当操作发射电路时，电流值会摆动，且振荡频率会波动。
发明内容
因此，本发明的目的是提供一种压控振荡器，它具有低成本并减小了振荡频率中的波动。
本发明具有实现上述目的的以下特征。本发明的第一方面针对用以根据输入控制电压改变振荡频率的压控振荡器，包括一个并联谐振电路，与该并联谐振电路并联连接的负电阻电路，与该负电阻电路并联连接的第一电容，连接在第一电容的一个终端和负电阻电路间的第一电流源，以及连接在第一电容的另一个终端和负电阻电路间的第二电流源。第一电容的电容值抑制频率为第一电容两个终端上振荡频率两倍的信号。第一和第二电流源中的每一个都由双极型晶体管构成。
这样，频率为振荡频率两倍的信号可以被抑制，从而可以防止通过二次谐波和1/f噪声之间的相互作用使1/f噪声转变为振荡频率附近的频率。这样，相位噪声就可被抑制了。另外，从第一电容两个终端到接地端的阻抗是高的，使用电流源，从而该电路可小于使用电感的常见例子，这可增加可被配置的IC的数量。这样，就能够提供低成本的压控振荡器。而且，该电流源由双极型晶体管构成，从而相比较由电阻构成电流源的常规技术，该电流值能够被稳定，这样就能够提供振荡频率的波动得以减小的压控振荡器。
例如，负电阻电路包括一个由场效应晶体管构成的第一振荡晶体管，由场效应晶体管构成的第二振荡晶体管，以及并联谐振电路，它连接于第一和第二振荡晶体管的漏极间。第一电容连接在第一和第二振荡晶体管的源极之间。第一振荡晶体管的栅极连接于第二振荡晶体管的漏极。第二振荡晶体管的栅极连接于第一振荡晶体管的漏极。作为第一电流源的双极型晶体管的集电极连接于第一电容和第一振荡晶体管的源极之间。作为第二电流源的双极型晶体管的集电极连接于第一电容和第二振荡晶体管的源极之间。
较佳的是，该压控振荡器还包括一个连接在作为第一电流源的双极型晶体管的集电极和第一电容之间的第一阻抗元件，以及一个连接在作为第二电流源的双极型晶体管的集电极和第一电容之间的第二阻抗元件。第一和第二阻抗元件所具有的阻抗可抑制频率为第一电容两个终端的振荡频率的两倍的信号。
这样，即使振荡频率很高，也可以防止1/f噪声通过二次谐波和1/f噪声间的相互作用被转换成振荡频率附近的频率。这样，就可以提供一种相位噪声被抑制的压控振荡器。
例如，第一和第二阻抗元件是电感。
更进一步地，例如，第一和第二阻抗元件是包括一个电感和一个电容的LC并联谐振电路，且LC并联谐振电路的谐振频率是振荡频率的两倍。
这样，还可以减小电感的尺寸。
更好的是，该压控振荡器还包括一个连接在作为第一电流源的双极型晶体管的发射极和接地端之间的第一阻抗元件，以及一个连接在作为第二电流源的双极型晶体管的发射极和接地端之间的第二阻抗元件。第一和第二阻抗元件所具有的阻抗可抑制频率为第一电容两个终端的振荡频率的两倍的信号。
例如，第一和第二阻抗元件是电感。
更好的是，该电感是接合线。
例如，第一和第二阻抗元件是包含电感和电容的LC并联谐振电路。LC并联谐振电路的谐振频率是振荡频率的两倍。当第一和第二阻抗元件是LC并联谐振电路时，电感的尺寸可以被进一步减小。
更好的是，该压控振荡器还包括第二电容，该电容的一端连接于作为第一电流源的双极型晶体管的基极和作为第二电流源的双极型晶体管的基极，而该电容的另一端接地。
这样，热噪声可以被短路，从而可以提供具有更佳噪声特性的压控振荡器。
更好的是，构成第一和第二电流源的双极型晶体管具有由n型半导体形成的集电极，由p型半导体形成的基极以及由n型半导体形成的发射极，并且集电极形成在发射极内。
这样，可以减小在集电极和p型衬底间的寄生电容量，从而即使振荡频率很高，电流源晶体管一侧也可以根据需要形成高阻抗。
更好的是，第一和第二振荡晶体管是场效应晶体管，其中漏极围住源极。
这样，可以减小在源极和p型衬底间的寄生电容量，从而即使振荡频率很高，也可以产生所需要的负电阻。
本发明的第二个方面针对输出本地振荡信号的锁相环(PLL)电路，该电路包括根据控制信号改变振荡频率并输出该本地振荡信号的压控振荡器，反馈从压控振荡器输出的本地振荡频率信号的反馈部分，根据输入参考信号和从反馈部分输出的反馈信号间的相位差产生控制信号的相位比较器；以及一个环路滤波器，它提取由相位比较器产生的控制信号的低频部分并输入该部分到压控振荡器。该压控振荡器包含一个并联谐振电路，并联于该并联谐振电路负电阻电路，并联于该负电阻电路的第一电容，连接于第一电容的一个终端与负电阻电路之间的第一电流源，以及连接于第一电容的另一个终端与负电阻电路之间的第二电流源。第一电容的电容值可抑制频率为第一电容两个终端的振荡频率的两倍的信号，且第一和第二电流源中的每一个都由双极型晶体管构成。
这样，就可以提供一个PLL电路，它输出的本地振荡信号具有稳定的振荡频率。
本发明的第三方面针对发射和接收无线信号的无线通信设备，包括输出本地振荡信号的锁相环(PLL)电路，发射和接收无线信号的发射和接收电路，使用由PLL电路输出的本地振荡信号。该PLL电路包括根据控制信号改变振荡频率并输出该本地振荡信号的压控振荡器，反馈从压控振荡器输出的本地振荡频率信号的反馈部分，根据输入参考信号和从反馈部分输出的反馈信号间的相位差产生控制信号的相位比较器，以及一个环路滤波器，它提取由相位比较器产生的控制信号的低频部分并输入该部分到压控振荡器。该压控振荡器包含一个并联谐振电路，并联于该并联谐振电路的负电阻电路，并联于该负电阻电路的第一电容，连接于第一电容的一个终端与负电阻电路之间的第一电流源，以及连接于第一电容的另一个终端与负电阻电路之间的第二电流源。第一电容的电容值可抑制频率为第一电容两个终端的振荡频率的两倍的信号，且第一和第二电流源中的每一个都由双极型晶体管构成。
这样，就可以提供一种无线通信设备，它能够发射和接收以具有稳定振荡频率的本地振荡信号为基础的无线信号。
根据本发明，可以提供一种压控振荡器，其由于1/f噪声所引起的相位噪声很小，成本低，且减小了振荡频率的波动。
本发明的这些以及其他目的、特性、方面和优点将通过以下结合附图对本发明的详细描述中变得更加明显。
附图简述图1是示出本发明第一实施例的压控振荡器1的结构的电路图；
图2是示出包括电流源晶体管110和111的电流镜象电路的结构的电路图；图3A是示出一种设计的例子的示意图，在该设计中，图22所示的常规压控振荡器900形成在一块芯片上；图3B是示出一种设计的例子的示意图，在该设计中，图1所示的压控振荡器1形成在一块芯片上；图4是压控振荡器的电路图，其中连接了旁路电容114；图5是示出本发明第二实施例的压控振荡器2的结构的电路图；图6A是示出螺旋电感结构的示意图；图6B是示出通过拉长导体实现的电感结构的示意图；图7是示出当使用LC并联谐振电路时压控振荡器结构的电路图；图8是示出本发明第三实施例的压控振荡器3的结构的电路图；图9是示出由接合线实现的电感132和133结构的示意图；图10是一种压控振荡器的电路图，此时包括电感和电容的LC并联谐振电路连接在电流源晶体管110和111的发射极与接地端之间；图11是一种压控振荡器的电路图，此时旁路电容(第二电容)114并联于电流源晶体管110和111的基极并且接地；图12A是一种普通MOS晶体管的俯视图；图12B是一种普通MOS晶体管的剖面图；图13是一种npn型双极型晶体管的剖面图，该npn双极型晶体管具有由n型半导体制成的集电极，由p型半导体制成的基极，以及由n型半导体制成的发射极，并且发射极形成在集电极内；图14A是具有环状结构MOS晶体管的俯视图；图14B是显示图14A所示具有环状结构MOS晶体管的内部结构的剖面透视图；图15是npn型双极型晶体管的剖面图，该npn型双极型晶体管具有由n型半导体制成的集电极，由p型半导体制成的基极，由n型半导体制成的发射极，并且集电极形成在发射极内，作为电流源晶体管110和111；图16是本发明第五实施例中PLL电路的框图；图17是本发明第六实施例中无线通信设备的框图；图18A是显示用于示出本发明压控振荡器例子效果的模拟结果的图表；
图18B是显不用于不出本发明压控振荡器例子效果的模拟结果的图表；图19是示出常规压控振荡器900的结构的电路图；图20A是显示图19所示常规压控振荡器900中谐振电路的两个终端O1和O2上电压的时间变化的示意图；图20B是显示图19所示常规压控振荡器900中振荡晶体管915和916的源极端P0上电压的时间变化的示意图；图21显示图19所示常规压控振荡器900的相位噪声特性；图22是显示在非专利文献1中揭示的常规压控振荡器990结构的电路图；图23A是显示图22所示常规压控振荡器990中谐振电路的两个终端O1和O2上电压的时间变化的示意图；图23B是显示图22所示常规压控振荡器990中振荡晶体管915的源极端P1上电压的时间变化的示意图；图23C是显示图22所示常规压控振荡器990中振荡晶体管916的源极端P2上电压的时间变化的示意图；图24是显示图22所示常规压控振荡器990的相位噪声特性的示意图。
具体实施例方式
(第一实施例)图1是示出本发明第一实施例的压控振荡器1结构的电路图。在图1中，压控振荡器1包括一个电源终端100，电感101和102，可变电容元件103和104，振荡晶体管105和106，频率控制终端107，耦合电容109，电流源晶体管110和111，以及电阻112和113。在图1中，省略了偏压电路及其类似的电路。
可变电容元件103和104利用可变电容二极管或场效应晶体管(FET)的栅电容。振荡晶体管105和106是场效应晶体管(下文都称为“FET”)。耦合电容109是具有预定电容值的电容。电流源晶体管110和111是双极型晶体管。
电感101和102串联。电源终端100接在电感101和102之间。可变电容元件103和104串联。频率控制终端107接在可变电容元件103和104之间。包括电感101和102的串联电路与包括可变电容元件103和104的串联电路并联，从而构成并联谐振电路。
振荡晶体管105的栅极与振荡晶体管106的漏极连接于可变电容元件104的一端。振荡晶体管106的栅极与振荡晶体管105的漏极连接于可变电容元件103的一端。耦合电容109接在振荡晶体管105的源极和振荡晶体管106的源极之间。
电流源晶体管110的集电极接在振荡晶体管105的源极和耦合电容109之间。电流源晶体管111的集电极接在振荡晶体管106和耦合电容109之间。
电流源晶体管110的基极与电流源晶体管111的基极相连。电流源晶体管110的发射极经过电阻112接地。电流源晶体管111的发射极经过电阻113接地。
构成电流镜象电路的电路连接到电流源晶体管110的基极和电流源晶体管111的基极。图2是示出包括电流源晶体管110和111的电流镜象电路结构的电路图。
在图2中，电流镜象电路包括一个电源终端201、恒流电源202、双极型晶体管203、电阻204、电流源晶体管110和111以及电阻112和113。
双极型晶体管203的集电极经过恒流电源202连接于电源终端201。双极型晶体管203的集电极和基极互相连接。双极型晶体管203的基极连接于电流源晶体管110和111的基极。该双极型晶体管的发射极经过电阻204接地。
恒流电源202产生参考电流Iref。具有恒定电流值的电流根据该基准电流Iref的电流值、双极型晶体管203与电流源晶体管110和111的尺寸比、以及电阻204与电阻112和113的尺寸比，恒定不变地从电流源晶体管110和111的集电极流向发射极。所以，电流源晶体管110和111是恒流电源。
可变电容元件103和104的电容值根据施加在频率控制终端107上的控制电压来调节。这样，就改变了并联谐振电路的谐振频率。因此，可以通过对控制电压的控制来控制振荡频率。振荡晶体管105和106是负电阻电路。由振荡晶体管105和106产生负电阻，由谐振电路的寄生电阻分量所引起的损耗被消除，并满足了振荡的条件。
如图所见从振荡晶体管105和106的源极端P1和P2到电流源晶体管110和111的阻抗(图1中由Z0表示)是Z0＝ΔV/ΔI，
其中，ΔV是源极端P1或P2的电压波动，ΔI是它的电流波动。
电流源晶体管110和111的工作保持一个与电压波动ΔV相关的恒定电流值。因此，相对于电压波动ΔV，电流波动ΔI为0。因而，相对于振荡信号的电压波动，即振荡频率，阻抗Z0很高。
如果耦合电容109的电容值设置得适当，源极端P1和P2就被分开，则在终端P1和P2所产生的电压波动中，可减小2fo分量，如图23B和23C所示。
耦合电容109的电容值可以用以下方法获得。首先，把耦合电容109的电容值设置为一个合适的值，该值相对于振荡频率提供高阻抗。然后，减小耦合电容109的电容值，而得到不满足振荡条件的电容值。接着，稍微增加耦合电容109的电容值，而获得满足振荡条件的最小的电容值。该获得的电容值是耦合电容109的最佳电容值。当该电容值被选定时的P1和P2终端上电压的时间波形如图23B和23C所示。在图23B和23C所示的波形中，具有2fo频率的二次谐波被抑制。耦合电容109在P1和P2终端上的电容值必须是抑制频率为振荡频率fo2倍的频率2fo的信号的值。
因此，频率是2fo的信号被抑制，所以抑制了1/f噪声通过产生于振荡晶体管105和106的1/f噪声与二次谐波间的相互作用被转换成振荡频率附近的频率。这样可抑制相位噪声。
在本发明中，因为1/f噪声小的双极型晶体管用于电流源晶体管110和111，所以可以减小由电流源晶体管产生的相位噪声特性的恶化。
这样，在第一实施例中，耦合电容(第一电容)的电容值设置为某个适当的值，该值提供相对于振荡频率的低阻抗和相对于1/f噪声的高阻抗，从而在耦合电容的两端抑制了2fo频率的信号。此外，连接双极型晶体管构成的电流源晶体管，从而使接地端具有相对于振荡频率的高阻抗。由此，二次谐波被抑制，从而抑制了1/f噪声通过产生于振荡晶体管的1/f噪声与二次谐波间的相互作用被转换成振荡频率附近的频率。这样，就能够提供一种相位噪声被降低的压控振荡器。
另外，采用一种结构，该结构中使用双极型晶体管的电流源允许接地一侧具有相对于振荡频率的高阻抗。因此，与使用占有很大区域的两个电感产生相对于振荡频率的高阻抗的常规情况相比，可显著减小芯片的面积，并从而降低了压控振荡器的成本。图3A和3B是说明芯片面积被明显减小的示意图。图3A是示出一个设计范例的示意图，其中，在芯片上形成图22所示的常规压控振荡器990。在图3A中，与图22所示常规压控振荡器990中的部分具有相同功能的部分具有相同的标号。图3B是示出一个设计范例的示意图，其中，在芯片上形成图1所示的压控振荡器1。图3B中，与图1所示压控振荡器1中的部分具有相同功能的部分具有相同的标号。从图3A和3B的比较可以看出，在图1所示的压控振荡器1中，剔除了占据大面积的电感919和918，从而可显著地缩小芯片的面积。
此外，用双极型晶体管作为恒流电源，从而相比用FET作电流源的情况，可以抑制1/f噪声，由此进一步抑制相位噪声。
此外，用晶体管作为恒流电源，从而相比恒流电源由电阻构成的常规情况，因电源电压变化导致的频率波动能够被抑制。
可以在电流源晶体管110的基极端和电流源晶体管111的基极端之间并联一个旁路电容。图4是连接有旁路电容114的压控振荡器的电路图。产生于双极型晶体管中的热噪声主要由基极电阻产生的热噪声构成。因此，旁路电容114并联于基极端之间，如图4所示，从而产生于双极型晶体管中的热噪声可被短路，且能防止热噪声流到振荡晶体管一侧。从而，不用减小阻抗Z0就可以减小热噪声，并因此可进一步提高压控振荡器的相位噪声特性。
在该实施例中，第一和第二电流源分别由电流源晶体管110和111构成。然而，第一和第二电流源中的每一个可以由两个或更多的双极型晶体管构成。同样在第一和第二电流源中的每一个都由两个或更多个双极型晶体管构成的情况下，一个双极型晶体管也同样用作电流源.
(第二实施例)图5是示出本发明第二实施例的压控振荡器2结构的电路图。在图5中，压控振荡器2包括一个电源终端100，电感101和102，可变电容元件103和104，振荡晶体管105和106，频率控制终端107，耦合电容109，电流源晶体管110和111，电阻112和113，以及电感120和121。在图5中，省略了偏压电路及其类似的电路。在图5中，与第一实施例中相同的部分具有相同的标号，并不再做进一步的描述了。
在第一实施例中，相对于较高的振荡频率，电流源晶体管110和111的发射极和集电极之间的寄生电容减小了从终端P1和P2到电流源一侧来看的阻抗Z0。例如，在振荡频率为5GHz的情况下，该寄生电容在第一实施例中使阻抗Z0相对于10GHz为低阻抗。因此，当振荡频率增加时，在第一实施例中，在耦合电容109的两端无法抑制频率为振荡频率2倍的信号。因此，就不能获得抑制相位噪声的效果。
在第二实施例中，通过插入具有的阻抗可抑制耦合电容109两端频率为振荡频率2倍的信号的电感120和121，相对于更高的频率也能够获得抑制相位噪声的效果。
可以用下述方法获得这种阻抗。首先，连接一个相对于振荡频率2倍频率提供高阻抗的合适的电感，并模拟在P1端和P2端电压的时间变化。然后，改变电感120和121的阻抗值，从而获得频率为两倍振荡频率的信号被抑制的最佳阻抗。由此，获得了电感120和121的阻抗。
这样，通过连接在2fo上有大阻抗的电感120和121，即使振荡频率很高也可以实现良好的相位噪声特性。
此外，电感的阻抗ZL由ZL＝2πfL表示，其中L是感应系数，而f是频率，该阻抗与该频率成正比。因此，当频率提高时，可减小感应系数。在该实施例中，因为电感120和121足够提供相对于2倍振荡频率频率的高阻抗，所以电感120和121可以小于用于图22所示常规结构的电感918和919。由于下述原因，电感120和121的芯片面积是用于图22所示常规结构的电感918和919的芯片面积的1/2或更少。当两个螺旋电感简单地串联在一起时，感应系数翻倍。而且，当设置电感以缠绕在一个螺旋型电感的外围时，感应系数通过互感的作用而翻倍或更多。因此，在足够相对于振荡频率2倍的频率提供高阻抗的情况下，感应系数L为1/2是足够的，从而该电感的芯片面积可变成1/2或更小。
从而，在第二实施例中，提供了相对于二次谐波具有大阻抗的电感，由此即使振荡频率很高，阻抗Z0也可保持很高。因此，即使振荡频率很高，也可实现好的噪声特性。
电感120和121可以用螺旋型电感实现。图6A是示出螺旋型电感结构的示意图。当振荡频率很高时，电感120和121可以通过拉长导体实现。图6B是示出通过拉长导体实现的电感的结构的示意图。
代替电感120和121，使用了包括电感和电容的LC并联谐振电路。图7是示出当使用LC并联谐振电路时压控振荡器结构的电路图。如图7所示，取代电感120和121，包括电感120a和电容130的LC并联谐振电路以及包括电感121a和电容131的LC并联谐振电路被连接到电流源晶体管110和111的集电极一侧。
如上所述，整个LC谐振电路的阻抗的值可抑制耦合电容109两端的频率为振荡频率2倍的信号。
这里，当电感的感应系数采用L表示，电容的电容量采用C表示时，根据2fo=12πLC,]]>给出L=1C(4πfo)2.]]>因此，根据采用LC并联谐振电路的结构，当振荡频率很高时，就进一步减小感应系数L。这样，即使振荡频率很高时，芯片面积也可以显著减小。
在第二实施例中，采用电感或LC谐振电路作为连接在电流源晶体管110和111与耦合电容之间的元件。然而，只要是具有所要求阻抗的第一和第二阻抗元件，该元件并不限于此。
同样在第二实施例中，如图4所示，旁路电容(第二电容)并联于电流源晶体管110和111的基极并接地，从而可以抑制由热噪声带来的影响。
(第三实施例)图8是示出本发明第三实施例的压控振荡器3结构的电路图。在图8中，压控振荡器3包括电源终端100、电感101和102、可变电容元件103和104、振荡晶体管105和106、频率控制终端107、耦合电容109、电流源晶体管110和111以及电感132和133。图8中省略了偏压电路及其类似的电路。图8中，与第一实施例中相同的部分具有相同的标号，并不做进一步描述。
电感132和133连接于电流源晶体管110和111的发射极并接地。电感132和133具有的阻抗可抑制耦合电容109两个终端处频率为2倍振荡频率的信号，这类似于第二实施例中的电感120和121。
类似于第二实施例，通过连接在2fo上具有大阻抗的电感132和133，即使振荡频率很高，也可以实现好的相位噪声特性。
此外，类似于第二实施例，电感的阻抗与频率成正比。因此，当频率提高时，就可以减小电感系数。在该实施例中，因为电感132和133足以提供一个相对于振荡频率2倍频率的高阻抗，所以电感132和133可以小于用于图22所示常规结构中的电感918和919。电感132和133的芯片面积是用于图22所示常规结构中电感918和919芯片面积的1/2或更小。
这样，在第三实施例中，提供了相对于二次谐波具有大阻抗的电感，从而即使振荡频率很高，在电流源部分的阻抗也可保持很高。因此，即使振荡频率很高，也可以实现好的噪声特性。
电感132和133可以用图6A和6B所示的螺旋电感或导体实现。
此外，电感132和133也可以用接合线实现。图9是示出电感132和133用接合线实现的结构的示意图。在图9中，压控振荡器3形成在封装支架144内。在图9中，除了电流源晶体管110和111的电路部分被省略了。电感132和133一侧的终端经焊垫140和141连接到电流源晶体管110和111的发射极。电感132和133另一侧的终端经铅管脚142和143接地。
这样，通过用接合线实现电感，图8所示的电路可以不必增加芯片的面积而得以实现，从而缩减了成本。
在对于接合线电感系数不够的情况下，芯片电感器可以连接铅管脚142和143来补充不足的电感系数。
替代电感132和133，如图7所示，包含一个电感和一个电容的LC并联谐振电路被连接于电流源晶体管110和111的发射极并接地。图10是当包含一个电感和一个电容的LC谐振电路连接于电流源晶体管110和111的发射极并接地时的压控振荡器的电路图。
在第三实施例中，采用一个电感或一个LC谐振电路作为连接于电流源晶体管110和111与地之间的元件。然而，只要是具有所要求阻抗的第一和第二阻抗元件，该元件就不限定于此。
同样在第三实施例中，如图4所示，旁路电容(第二电容)并联于电流源晶体管110和111的基极上并接地，从而可以抑制由热噪声引起的影响。图11是当旁路电容(第二电容)114并联于电流源晶体管110和111且接地时压控振荡器的电路图。
(第四实施例)在本发明的第四实施例中，将描述即使有高振荡频率仍能提供所需效果的压控振荡器。通常，当设计如图1所示的电路时，将漏极和源极并联设置以及栅极设置在漏极和源极之间的MOS晶体管(下文中都作为“普通MOS晶体管”)用作振荡晶体管105和106。采用由n型半导体形成集电极、p型半导体形成基极以及由n型半导体形成发射极的npn双极型晶体管作为电流源晶体管110和111，其中发射极形成于集电极的内部。
图12A是一种普通MOS晶体管的俯视图。图12B是普通MOS晶体管的剖面图。如图12A和12B所示，普通MOS晶体管具有在漏极300和源极302之间的栅极301。在p型衬底311中，形成n型半导体308和309以及n型半导体308和309之间的沟道310。在n型半导体308上形成漏极300。漏极端303连接于漏极300。栅极氧化膜307形成于沟道310之上。栅极端304连接于栅极301。源极302形成于n型半导体309之上。源极端305连接于源极302。用这种方法，形成普通MOS晶体管。
图13是集电极由n型半导体形成、基极由p型半导体形成以及发射极由n型半导体形成且发射极形成在集电极内部的npn双极型晶体管的剖面图。在图13中，npn双极型晶体管包括p型衬底326、形成在p型衬底326上的n型半导体325、形成在n型半导体325上的p型半导体323以及形成在p型半导体323上的n型半导体324。集电极329a形成于n型半导体325之上。集电极端子322连接于集电极329a。基极329b形成于p型半导体323之上。基极端子321连接于基极329b。发射极329c形成于n行半导体324之上。发射极端子320连接于发射极329c。用这种方法形成集电极由n型半导体形成、基极由p型半导体形成以及发射极由n型半导体形成且发射极形成在集电极内的npn型双极型晶体管。
随着振荡频率的增大，对源极端305一侧的n型半导体309和p型衬底311之间的寄生电容312和寄生电阻313造成很大的影响。寄生电容312和寄生电阻313的影响阻止了在高振荡频率的源一侧获得所需要的高阻抗。
此外，随着振荡频率的增大，对集电极端322一侧的n型半导体325和p型衬底326之间的寄生电容327和寄生电阻328造成很大的影响。寄生电容327和寄生电阻328的影响阻止了在带有高振荡频率的电流源晶体管110和111上获得所需要的高阻抗。
因此，在第四实施例中，采用具有环状结构的MOS晶体管作为振荡晶体管105和106，而采用由n型半导体形成集电极、由p型半导体形成基极和由n型半导体形成发射极且集电极形成在发射极内部的npn型双极型晶体管作为电流源晶体管110和111。应该注意到，只有振荡晶体管105和106可以由具有环状结构的MOS晶体管构成，或者只有电流源晶体管110或111可以由集电极形成于发射极内部的npn双极型晶体管构成。
图14A是具有环状结构的MOS晶体管的俯视图。图14B是图14A所示具有环状结构MOS晶体管的内部结构的剖面透视图。如图14A和14B所示，具有环状结构的MOS晶体管包括p型衬底333、以环状形成在p型衬底333内的n型半导体334以及形成以被n型半导体334围绕的n型半导体335。源极330形成在n型半导体335之上。形成栅极331以围绕源极330。形成漏极332以围绕栅极331。在具有这种环状结构的MOS晶体管中，源极区域小于普通MOS晶体管的源极区域。因此，在源极和p型衬底之间的寄生电容小于普通MOS晶体管的这种寄生电容。这样，可以解决在高振荡频率下寄生电容的影响阻止获得所需要高阻抗的问题。
图15是集电极由n型半导体形成、基极由p型半导体形成和发射极由n型半导体形成并且集电极形成在发射极内部的作为电流源晶体管110和111的npn双极型晶体管的剖面图。在图15中，与图13中npn双极型晶体管相同的部分具有相同的标号。图15所示的npn双极型晶体管与图13所示的npn双极型晶体管的不同之处在于，集电极和发射极以另一种围绕方式排列。也就是说，在图15所示的npn双极型晶体管中，形成集电极的n型半导体324形成在形成发射极的n型半导体325内部。在图15所示的npn双极型晶体管中，形成集电极的n型半导体324和p型衬底326之间的寄生电容小于图13所示的形成集电极的n型半导体325和npn双极型晶体管中的p型衬底326之间的寄生电容327。因此，高振荡频率下在电流源晶体管110和111一侧上可以获得所需要的高阻抗。
(第五实施例)第一至第四实施例中已经描述的压控振荡器可以被用作PLL(锁相环)电路中的本地振荡器。图16是本发明第五实施例中的PLL电路的方框图。在图16中，PLL电路5包括第一至第四实施例中任意一种的压控振荡器340、分频器341、相位比较仪(PD)342、环路滤波器(LPF)343以及参考信号输入端344。
压控振荡器340根据输入控制信号改变振荡频率并作为本地振荡信号将其输出。分频器341是一个反馈部分，它分割由压控振荡器340输出的本地振荡信号，并作为反馈信号将其反馈到相位比较仪342。将参考信号输入到参考信号输入端344。输入到参考信号输入端344的参考信号被输入到相位比较仪342。相位比较仪342根据参考信号和反馈信号之间的相位差产生控制信号，并输出该控制信号。环路滤波器343提取由相位比较仪342输出的控制信号中的低频分量，并将其输入到压控振荡器340。这样，PLL电路5可以通过合成本地振荡信号和参考信号的相位来输出稳定的本地振荡信号。
分频器341可以是一个反馈部分，它不用分割本地振荡信号就直接把由压控振荡器340输出的本地振荡信号作为反馈信号反馈到相位比较仪342。
(第六实施例)第一至第四实施例中已经描述的压控振荡器可以被用作无线通信设备中的本地振荡器。图17是本发明第六实施例中的无线通信设备的方框图。在图17中，无线通信设备6包括PLL电路350、发射电路351、接收电路352、双工器354和天线353。
PLL电路350具有与第五实施例所示PLL电路5相同的结构，并输出本地振荡信号。发射电路351根据PLL电路350输出的本地振荡信号产生上变频发射信号，并将其作为无线信号经双工器354和天线353输出。接收电路352根据PLL电路350输出的本地振荡信号下变频经双工器354和天线353接收到的无线信号，以用作信号接收处理。这样，无线通信设备6可根据稳定的本地振荡信号发射并接收无线信号。
如果提供了可以发射和接收无线信号的发射接收电路，无线通信电路6的结构就不局限于图17所示的结构。
(举例)图18A和18B是示出用于说明本发明压控振荡器例子效果的模拟结果的图表。在图18A中，当图1所示压控振荡器的耦合电容109的电容假定为4pF且振荡频率fo假定为5GHz时，在振荡晶体管105源极端P1的电压时间变化如实线所示，而在振荡晶体管106源极端P2的电压时间变化如虚线所示。在图18B中，当图1所示压控振荡器的耦合电容109的电容假定为0.5pF且振荡频率fo假定为5GHz时，在振荡晶体管105源极端P1的电压时间变化如实线所示，而在振荡晶体管106源极端P2的电压时间变化如虚线所示。在图18A中，水平轴表示时间，一个刻度是5×10-11(秒)。垂直轴表示电压，一个刻度是0.05(V)。在图18B中，水平轴表示时间，一个刻度是5×10-11(秒)。垂直轴表示电压，一个刻度是0.1(V)。
在图18A所示的例子中，电压以10-10(秒)的周期变化。因此，可以说在频率为10GHz-即振荡频率5GHz的两倍—的电压变化以及二次谐波不能被抑制。另一方面，在图18B所示的例子中，在10-10(秒)(10GHz)的周期上没有观察到电压的变化。因此，在图18B所示的例子中，二次谐波可被抑制。从而，本发明的发明人在频率为5Ghz的压控振荡器中构造了图1所示的电路，并把耦合电容109的电容值设定为0.5pF，这一电容值可抑制频率为振荡频率两倍的信号，继而在模拟中确认了可提供如下的压控振荡器，即可抑制1/f噪声通过振荡晶体管的1/f噪声与二次谐波之间的相互作用被转换为振荡频率附近的频率。
本发明的压控振荡器具有小的相位噪声、低的成本，且振荡频率的波动被减小，并可以被应用于半导体集成电路、PLL电路、无线通信设备及其类似的电路。
虽然已经对本发明进行了详细的描述，但上述的描述旨在对各方面的示例，并不具有限定作用。可以理解的是，在不脱离本发明范围的情况下可以想出多种其它的改进和变化。
权利要求
1.一种根据输入控制电压改变振荡频率的压控振荡器，包括并联谐振电路；并联于所述并联谐振电路的负电阻电路；并联于所述负电阻电路的第一电容；连接于所述第一电容的一端和所述负电阻电路之间的第一电流源，以及连接在所述第一电容的另一端和所述负电阻电路之间的第二电流源，其中，所述第一电容的电容值抑制所述第一电容两端的频率为振荡频率两倍的信号，并且所述第一和第二电流源中的每一个都由双极型晶体管构成。
2.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，所述负电阻电路包括由场效应晶体管构成的第一振荡晶体管；和由场效应晶体管构成的第二振荡晶体管，并且所述并联谐振电路连接于所述第一和第二振荡晶体管的漏极之间，所述第一电容连接在所述第一和第二振荡晶体管的源极之间，所述第一振荡晶体管的栅极连接于所述第二振荡晶体管的漏极，所述第二振荡晶体管的栅极连接于所述第一振荡晶体管的漏极，作为所述第一电流源的双极型晶体管的集电极连接在所述第一电容和所述第一振荡晶体管的源极之间，以及作为所述第二电流源的双极型晶体管的集电极连接在所述第一电容和所述第二振荡晶体管的源极之间。
3.根据权利要求2所述的压控振荡器，其特征在于，该压控振荡器进一步包括连接在作为所述第一电流源的双极型晶体管的集电极和所述第一电容之间的第一阻抗元件；以及连接在作为所述第二电流源的双极型晶体管的集电极和所述第一电容之间的第二阻抗元件，其中，所述第一和第二阻抗元件具有的阻抗抑制第一电容两端频率为振荡频率两倍的信号。
4.根据权利要求3所述的压控振荡器，其特征在于，所述第一和第二阻抗元件是电感。
5.根据权利要求3所述的压控振荡器，其特征在于，所述第一和第二阻抗元件是包括电感和电容的LC并联谐振电路，并且所述LC并联谐振电路的谐振频率是振荡频率的两倍。
6.根据权利要求2所述的压控振荡器，其特征在于，还包括连接在作为所述第一电流源的双极型晶体管的发射极和地端之间的第一阻抗元件；以及连接在作为所述第二电流源的双极型晶体管的发射极和地端之间的第二阻抗元件，其中，所述第一和第二阻抗元件具有的阻抗抑制第一电容两端频率为振荡频率两倍的信号。
7.根据权利要求6所述的压控振荡器，其特征在于，所述第一和第二阻抗元件是电感。
8.根据权利要求7所述的压控振荡器，其特征在于，所述电感是接合线。
9.根据权利要求6所述的压控振荡器，其特征在于，所述第一和第二阻抗元件是包括电感和电容的LC并联谐振电路，且所述LC并联谐振电路的谐振频率是振荡频率的两倍。
10.根据权利要求2所述的压控振荡器，其特征在于，该压控振荡器还包括第二电容，其一端连接于作为所述第一电流源的双极型晶体管的基极和作为所述第二电流源的双极型晶体管的基极，而其另一端接地。
11.根据权利要求1所述的压控振荡器，其特征在于，构成所述第一和第二电流源的双极型晶体管具有由n型半导体形成的集电极、p型半导体形成的基极和n型半导体形成的发射极，且所述集电极形成于所述发射极的内部。
12.根据权利要求2所述的压控振荡器，其特征在于，所述第一和第二振荡晶体管是其中漏极围住源极的场效应晶体管。
13.一种用于输出本地振荡信号的锁相环(PLL)电路，包括压控振荡器，用于根据控制信号改变振荡频率并输出该振荡频率信号；反馈部分，用于反馈由压控振荡器输出的本地振荡频率信号；相位比较仪，用于根据输入的参考信号和由反馈部分输出的反馈信号之间的相位差产生控制信号；以及环路滤波器，用于提取由相位比较仪产生的控制信号的低频分量，并把该分量输入到所述压控振荡器，其中，所述压控振荡器包括并联谐振电路；并联于所述并联谐振电路的负电阻电路；并联于所述负电阻电路的第一电容；连接于所述第一电容的一端和所述负电阻电路之间的第一电流源；和连接在所述第一电容的另一端和所述负电阻电路之间的第二电流源，其中，所述第一电容的电容值抑制第一电容两端频率为振荡频率两倍的信号，并且所述第一和第二电流源中的每一个都由双极型晶体管构成。
14.一种用于发射和接收无线信号的无线通信设备，包括锁相环(PLL)电路，用于输出本地振荡信号和发射和接收电路，用于使用从PLL电路输出的本地振荡信号发射和接收无线信号，其中，所述PLL电路包括压控振荡器，用于根据控制信号改变振荡频率并输出该本地振荡频率信号；反馈部分，用于反馈由所述压控振荡器输出的本地振荡频率信号；相位比较仪，用于根据输入的参考信号和由反馈部分输出的反馈信号之间的相位差产生所述控制信号；环路滤波器，用于提取由相位比较仪产生的控制信号的低频分量并把该分量输入到压控振荡器，其中所述压控振荡器包括并联谐振电路；并联于所述并联谐振电路的负电阻电路；并联于所述负电阻电路的第一电容；连接于所述第一电容的一端和所述负电阻电路之间的第一电流源；以及连接于所述第一电容的另一端和所述负电阻电路之间的第二电流源，其中，所述第一电容的电容值抑制第一电容两端频率为振荡频率两倍的信号，且所述第一和第二电流源中的每一个都由双极型晶体管构成。
全文摘要
本发明提供一种根据输入控制电压改变振荡频率的压控振荡器，它包括并联谐振电路，并联于该并联谐振电路的负电阻电路，并联于该负电阻电路的第一电容，连接于该第一电容的一端和该负电阻电路之间的第一电流源，以及连接在第一电容的另一端和负电阻电路之间的第二电流源。第一电容的电容值设置成抑制第一电容两端频率为振荡频率两倍的信号。第一和第二电流源中的每一个都由双极型晶体管构成。
文档编号H03K3/00GK1645739SQ200510005938
公开日2005年7月27日 申请日期2005年1月20日 优先权日2004年1月20日
发明者滝波浩二, 築澤貴行, 足立寿史, 大原淳史 申请人:松下电器产业株式会社