专利名称：数字△∑调制器及其应用的制作方法
技术领域：
本发明总的来说涉及无线通信，特别涉及用于促进这种无线通信的振荡电路。
背景技术：
众所周知，通信系统用于支持无线及有线连接通信设备间的无线及有线通信。这种通信系统的范围从国家的和/或国际蜂窝电话系统到互联网至点对点家庭无线网络。每一种通信系统根据一个或多个通信标准被建构并因此运行。例如，无线通信系统可以根据一个或多个标准而运行，这些标准包括但不限于IEEE802.11、蓝牙、高级移动电话服务(AMPS)、数字AMPS、全球移动通信系统(GSM)、码分多址(CDMA)、本地多点分配系统(LMDS)，多信道多点分配系统(MMDS)和/或其各种变化。
依靠无线通信系统的类型，无线通信设备，如蜂窝电话、双向无线电设备、个人数字助理(PDA)、个人计算机(PC)、膝上型电脑、家庭娱乐设施等等与其它无线通信设备间进行直接或间接地通信。对于直接通信(也被认为是点对点通信)，该特别的无线通信设备调谐其接收机及发送机至相同信道或信道组(如，无线通信系统的多个射频(RF)载波中的一个)及在这些信道上的通信。对于间接的无线通信，每个无线通信设备通过一指定的信道直接地与一相关的基站(如，蜂窝服务)和/或一相关的接入点(如家庭内或建筑物内的无线网络)通信。为在无线通信设备间完成通信连接，相关的基站和/或相关的接入点彼些间直接通过系统控制器、通过公共开关电话网络、通过互联网和/或通过一些其它宽域网络进行通信。
对于每个参与无线通信的无线通信设备，其包括一个内置无线收发机(即，接收机及发送机)或其与一相关的无线收发机(如家庭内或建筑物内无线通信网络的站，RF调制解调器，等等)相连接。众所周知，该发送机包括数字调制级，一个或多个中频级及功率放大器。数字调制级根据特别的无线通信标准转换原始数据至基带信号。该一个或多个中频级将一个或多本地振荡与该基带信号混合以产生RF信号。该功率放大器在该RF信号通过一天线发送出去之前将其放大。
众所周知，接收机与天线相连接及包括一低噪声放大器，一个或多个中频级，滤波级及数据恢复级。该低噪声放大器通过天线接收输入RF信号并继而将其放大。一个或多个中频级将该RF该信号与一个或多个本地振荡混合以将该放大的RF信号转换成基带信号或中频(IF)信号。滤波级滤除该基带信号或IF信号以削弱基频信号中的干扰信号并产生滤波的信号。数据恢复级根据该特别的无线通信标准从滤波的信号中恢复原始数据。
该收发机进一步包括一本地振荡发生器(LO GEN)，其产生被接收机部分及被发送机部分使用的本地振荡。典型地，该LO GEN包括一分数-N型合成器，其可在具有窄信道间隔的宽带宽上合成频率。如大多数的电子设备，该对高性能通用频率合成器的要求随着如蜂窝电话及PDA这样的无线通信系统的性能及集成要求的增长而增高。动力是消费者终端产品的更低成本、更小的形式因素及更低的功率消耗。
众所周知，分数-N型锁相回路(PLL)频率合成由于具有灵敏性及在具有窄信道间隔的宽带宽上合成频率的能力，是一种高性能应用如蜂窝电话广泛使用的间接频率合成方式，。例如，在GSM蜂窝电话中，一对RF带，也就是，传送及接收频带，包括的频率相应地从880.2MHz至914.8MHz及从925.3MHz至959.9MHz。在这些频带内，信道间隔为200KHz。另外，GSM标准要求合成器设置于在大约280us内90Hz的绝对精度。
这种分数-N型PLL频率合成器包括高精度晶体振荡器，用于提供参考频率、相位及频率检测器(PFD)、电荷泵(CP)、低通环路滤波器(LPF)、压控振荡器(VCO)及在反馈路径上的多分频器模块，每一个通过一些或者固定的或者可编程的整数值对输入信号进行分频。典型地，固定的分频器处于分频器链的前端的，而可编程的分配器-同样指多模数分频器(MMD)-是反馈信号被输入至PFD反馈终端之前的最后的分频阶段。典型地，该MMD仅能够通过少数的不同整数分频值而进行分频。
两个固定的2分频模块允许合成器在四个不同的GSM频带内，即850MHz、900MHz、1800Mhz及1900MHz附近频带，通过在3.6GHz附近适当地调谐VOC而很容易地产生同相(I)及正交(Q)载波信号。实际上，没有该固定的2分频模块，两个独立的VOC可能被用于支持这个宽频率范围调谐。该四个GSM的RF频带也分别指GSM850、GSM900、DSC及PCS频带。
在一个适当的设计系统中，分数-N型PLL的反馈环路性能导致VCO输出“锁定”一个频率，该频率等于晶体振荡器参考频率及分频器链的“平均”分频率的积。通过从一些整数分频值中选择产生一“平均”分频率的已有方法是采用过采样Δ∑调制器控制MMD的分频率的选择。内部地，MMD基于Δ∑调制器的整数输出为下一循环选择某一整数分频率。新的分频率的选择通过MMD输出的一个上升沿触发，并因此导致一个大约等于参考频率的比率。
简要地，全数字式Δ∑调制器能够再生高分辨率内容输入值，例如一个20比特的值，作为粗略整数值输出例如二进制输出的长序列的平均值。特别地，在一个逐样本基础上，该粗略的Δ∑调制器输出为下一循环选择分频率。通过在整数分频率间伪随机地交替，该Δ∑调制器可以有效地内插具有较好分辨率的分数分频率，以使如蜂窝电话这样的高性能应用的频率分辨率要求可以被满足。
例如，假设要求分数-N型PLL频率合成器的GSM输出锁定于频率890.0MHz，及假设应用26MHz的晶体英参考振荡器。其允许MMD的平均分频率必须等于890/26＝34.2308……这样，该输入Δ∑调制器的“信道选择”为用高精度如20比特所表示的数字890/26。Δ∑调制器的任务是输出仅为整数值的采样，相应于MMD的有效分频值，在这种方式下输出的平均值等于890/26。这个平均分频率可用各种方法而获得。例如，如果使用采用二进制输出的Δ∑调制器，当Δ∑调制器输出等于-1，该MMD被33分频；当Δ∑调制器输出等于1，该MMD被35分频。该Δ∑调制器在分频率33及35间进行选择，在这种模式下，平均率为890/26，并使得逐样本误差-等于被选整数分频值与比率890/26间的差值-被调制成支配性地占用高频。通过提供该分频误差的频谱形状，大多数的误差可通过低通环路滤波器(LPF)而被移除，得到高质量的输出振荡，或，等价地，具有很小“相位噪声”的输出振荡，近似相当于该反馈路径被实现了一真实的分数分频器。
对于分数-N型PLL频率合成，Δ∑调制器的两种类型已被使用。一个称为“单独-量化器”Δ∑调制器及另一个称为“MASH”Δ∑调制器。对于单独-量化器Δ∑调制器，输出典型地为几个比特，但是可粗略地为一单一比特。进一步地，现有技术Δ∑调制器由三个积分器及在一前馈组中相联系的增益g1、g2及g3组成。为了达到性能分析的目的，Δ∑调制器通常展示于线性化的模式中。在这个模式中，量化噪声q[n]，被作为一白色、加性噪声源被建模，与输入无关联。该量化噪声传输功能，NTF，描述输出y[n]及q[n]间的传输功能，即，NTF(z)＝Y(z)/Q(z)，并被用于-在质量上及数量上-估计Δ∑调制器输出上的量化背景噪声。对于现有的Δ∑调制器，可被表示为Δ∑调制器产生一NTF，其对于低频来说，满足NTF(z)∝(l-z-1)3这样，三个在DC上一致的零值存在于NTF中，因此量化噪声被强有力地拒绝而接近DC，并因更高频率单调增加。
对于MASHΔ∑调制器，由于多量化器输出被结合于形成总的MASHΔ∑调制器输出y[n]，该输出总是多比特的。再一次地，可被显示为NTF具有三个DC上一致的零值。
对于宽带分数-N型PLL频率合成器，该Δ∑调制器结构可被谨慎地选择。除了频带内噪声整形，频带外整形的噪声充分影响合成器相位噪声特性。比较多比特单独量化器Δ∑调制器与MASHΔ∑调制器的噪声整形性能，前者因为低频带外噪声功率可获得更想要的噪声整形，但是后者展示了一没有稳定性的问题的更简单的、高序列Δ∑调制器结构。另外，MASHΔ∑调制器产生更宽泛输出模式，并因此在相位检测器设计上提出更严格的要求。由于该Δ∑调制器在锁定的条件下电荷泵的打开时间比一个具有更小输出分辨率比特的Δ∑调制器的长，所以宽泛的Δ∑调制器输出值模式使合成器对于基底噪声耦合是更敏感的。具有其对基底噪声耦合的敏感性，这个现象对于CMOS设备是特别的麻烦。因此，为了减小基底噪声耦合，Δ∑调制器的输出分辨率应该理想地为单个比特，由于其在锁定条件下产生最短的电荷泵的打开时间。
因此，需要一种Δ∑调制器，产生一单个比特输出以减小对基底噪声耦合的敏感性及提高量化噪声整形性能。
发明内容
本发明的数字Δ∑调制器及其应用充分满足了这些要求及其它需要。在一个实施例中，数字Δ∑调制器包括输入积分级、谐振级、量化器级及从该量化器级至该输入积分级及谐振级的反馈路径。该输入积分级可操作地连接以积分数字输入信号进而产生积分的数字信号，其中，该输入积分级具有一基本上为0Hz的电极。该谐振级可操作地连接以谐振该积分的数字信号以产生一谐振数字信号，其中，该谐振级具有0Hz之上频率的电极。该量化器级可操作地连接以从该谐振的数字信号产生一量化信号。
在另一实施例中，分数-N型频率合成器包括相位及频率检测模块、电荷泵、环路滤波器、压控振荡模块及反馈模块。该反馈模块包括多模数分频器模块及Δ∑控制模块，其中，Δ∑控制模块包括输入积分级、谐振级及量化器级。该相位及频率检测模块可操作地连接以从参考振荡及反馈振荡间至少一个相位差及频率差中产生一差分信号。该电荷泵可操作地连接以将该差分信号转换成一电流信号。该环路滤波器可操作地连接以将该电流信号转换成控制电压。该压控振荡模块可操作地连接以将该控制电压转换成输出振荡。该反馈模块可操作地连接以从该输出振荡产生反馈振荡。该输入积分级可操作地连接以积分数字输入信号而产生积分的数字信号，其中，该输入积分级具有基本上为0Hz的电极。该谐振级可操作地连接以谐振该积分的数字信号而产生一谐振数字信号，其中，该谐振级具有0Hz之上频率的电极。该量化器级可操作地连接以从该谐振数字信号产生一量化的信号。
根据本发明的一个方面，一种数字Δ∑调制器包括输入积分级，其可操作地连接以积分数字输入信号进而产生积分的数字信号，其中，该输入积分级具有一基本上为0Hz的电极；谐振级，其可操作地连接以谐振该积分的数字信号进而产生谐振数字信号，其中，该谐振级具有0Hz之上频率的电极；及量化器级，其可操作地连接以从该谐振数字信号产生量化的信号。
优选地，该输入积分级包括数字积分器，其可操作地连接以积分该数字输入信号进而产生积分输出；及增益模块，其可操作地连接以调整积分输出的量值进而产生积分的数字信号。
优选地，该数字Δ∑调制器进一步包括反馈增益模块，其可操作地连接以调整量化的信号的量值进而产生第一反馈信号；及减法模块，其可操作地连接以从输入中减去该第一反馈信号进而产生该数字输入信号。
优选地，该谐振级包括减法模块，其可操作地连接以从该积分的数字信号中减去谐振反馈信号进而产生第一谐振数字信号；第一积分级，其可操作地连接以积分该第一谐振数字信号进而产生第一积分的谐振数字信号；增益级，其可操作地连接以调整该第一积分的谐振数字信号的量值进而产生第二谐振数字信号；第二积分级，其可操作地连接以积分该第二谐振数字信号进而产生该谐振数字信号；及谐振反馈增益模块，其可操作地连接以调整该谐振数字信号的量值进而产生该谐振反馈信号，其中，反馈电路的电极频率是基于增益级及谐振反馈增益级的数字增益。
优选地，该数字Δ∑调制器进一步包括第一反馈增益模块，其可操作地连接以调整量化的信号的量值进而产生第一反馈信号，其中，该减法模块进一步从该积分的数字信号中减去该第一反馈信号以产生该第一谐振数字信号；第二反馈增益模块，其可操作地连接以调整该量化的信号的量值进而产生第二反馈信号；及第二减法模块，其可操作地连接以从增益级的输出中减去第二反馈信号进而产生该第二谐振数字信号。
优选地，该量化器级包括高频振动模块，其可操作地连接以产生高频振动数字信号；加法模块，其可操作地连接以将该高频振动数字信号与该谐振数字信号相加以产生高频振动的谐振数字信号；及单比特量化器，其可操作地连接以从高频谐振的谐振数字信号中产生量化的信号。
优选地，该数字Δ∑调制器进一步包括第二谐振级，其可操作地连接以谐振该谐振数字信号进而产生第二谐振数字信号，其中，该第二谐振级具有0Hz之上频率及与第一谐振级的电极频率不同的频率的电极，其中，该量化器级量化该第二谐振数字信号以产生该量化的信号。
根据本发明的一个方面，一种分数-N型频率合成器包括相位及频率检测模块，其可操作地连接以从参考振荡及反馈振荡间至少一个相位差及频率差中产生差分信号；电荷泵，其可操作地连接以将该差分信号转换成电流信号；环路滤波器，其可操作地连接以将该电流信号转换成控制电压；电压控制振荡模块，其可操作地连接以将控制电压转换成输出振荡；反馈模块，其可操作地连接以从输出振荡中产生反馈振荡，其中，该反馈模块包括多模数分频器模块及Δ∑调制器模块，其中，该Δ∑调制器模块包括输入积分级，其可操作地连接以积分数字输入信号进而产生积分的数字信号，其中，该输入积分级具有一基本上为0Hz的电极；谐振级，其可操作地连接以谐振该积分的数字信号进而产生谐振数字信号，其中，该谐振级具有0Hz之上频率的电极；及量化器级，其可操作地连接以从该谐振数字信号产生量化的信号。
优选地，该输入积分级包括数字积分器，其可操作地连接以积分该数字输入信号进而产生积分输出；及增益模块，其可操作地连接以调整积分输出的量值进而产生积分的数字信号。
优选地，该分数-N型频率合成器进一步包括反馈增益模块，其可操作地连接以调整量化的信号的量值进而产生第一反馈信号；及减法模块，其可操作地连接以从输入中减去该第一反馈信号进而产生该数字输入信号。
优选地，该谐振级包括减法模块，其可操作地连接以从该积分的数字信号中减去谐振反馈信号进而产生第一谐振数字信号；第一积分级，其可操作地连接以积分该第一谐振数字信号进而产生第一积分的谐振数字信号；增益级，其可操作地连接以调整该第一积分的谐振数字信号的量值进而产生第二谐振数字信号；第二积分级，其可操作地连接以积分该第二谐振数字信号进而产生该谐振数字信号；及谐振反馈增益模块，其可操作地连接以调整该谐振数字信号的量值进而产生该谐振反馈信号，其中，反馈电路的电极频率是基于增益级及谐振反馈增益级的数字增益。
优选地，该分数-N型频率合成器进一步包括第一反馈增益模块，其可操作地连接以调整量化的信号的量值进而产生第一反馈信号，其中，该减法模块进一步从该积分的数字信号中减去该第一反馈信号以产生该第一谐振数字信号；第二反馈增益模块，其可操作地连接以调整该量化的信号的量值进而产生第二反馈信号；及第二减法模块，其可操作地连接以从增益级的输出中减去第二反馈信号进而产生该第二谐振数字信号。
优选地，该量化器级包括高频振动模块，其可操作地连接以产生高频振动数字信号；加法模块，其可操作地连接以将该高频振动数字信号与该谐振数字信号相加以产生高频振动的谐振数字信号；及单比特量化器，其可操作地连接以从高频振动的谐振数字信号中产生量化的信号。
优选地，该分数-N型频率合成器进一步包括第二谐振级，其可操作地连接以谐振该谐振数字信号进而产生第二谐振数字信号，其中，该第二谐振级具有0Hz之上频率及与第一谐振级的电极频率不同的频率的电极，其中，该量化器级量化该第二谐振数字信号以产生该量化的信号。
根据本发明的一个方面，一种积分无线电电路包括传送机部分，其可操作地连接以基于传送本地振荡将输出基带信号转换成输出射频(RF)信号；接收机部分，其可操作地连接以基于接收本地振荡将输入RF信号转换成输入基带信号；及本地振荡产生模块，其可操作地连接以产生该传送本地振荡及接收本地振荡，其中，该本地振荡产生模块包括相位及频率检测模块，其可操作地连接以从参考振荡及反馈振荡间至少一个相位差及频率差中产生差分信号；电荷泵，其可操作地连接以将该差分信号转换成电流信号；环路滤波器，其可操作地连接以将该电流信号转换成控制电压；电压控制振荡模块，其可操作地连接以将控制电压转换成输出振荡，其中，传送及接收本地振荡产生于该输出振荡；反馈模块，其可操作地连接以从输出振荡中产生反馈振荡，其中，该反馈模块包括多模数分频器模块及Δ∑调制器模块，其中，该Δ∑调制器模块包括输入积分级，其可操作地连接以积分数字输入信号进而产生积分的数字信号，其中，该输入积分级具有一基本上为0Hz的电极；谐振级，其可操作地连接以谐振该积分的数字信号进而产生谐振数字信号，其中，该谐振级具有0Hz之上频率的电极；及量化器级，其可操作地连接以从该谐振数字信号产生量化的信号。
优选地，该输入积分级包括数字积分器，其可操作地连接以积分该数字输入信号进而产生积分输出；及增益模块，其可操作地连接以调整积分输出的量值进而产生积分的数字信号。
优选地，该积分无线电电路进一步包括反馈增益模块，其可操作地连接以调整量化的信号的量值进而产生第一反馈信号；及减法模块，其可操作地连接以从输入中减去该第一反馈信号进而产生该数字输入信号。
优选地，该谐振级包括减法模块，其可操作地连接以从该积分的数字信号中减去谐振反馈信号进而产生第一谐振数字信号；
第一积分级，其可操作地连接以积分该第一谐振数字信号进而产生第一积分的谐振数字信号；增益级，其可操作地连接以调整该第一积分的谐振数字信号的量值进而产生第二谐振数字信号；第二积分级，其可操作地连接以积分该第二谐振数字信号进而产生该谐振数字信号；及谐振反馈增益模块，其可操作地连接以调整该谐振数字信号的量值进而产生该谐振反馈信号，其中，反馈电路的电极频率是基于增益级及谐振反馈增益级的数字增益。
优选地，该积分无线电电路进一步包括第一反馈增益模块，其可操作地连接以调整量化的信号的量值进而产生第一反馈信号，其中，该减法模块进一步从该积分的数字信号中减去该第一反馈信号以产生该第一谐振数字信号；第二反馈增益模块，其可操作地连接以调整该量化的信号的量值进而产生第二反馈信号；及第二减法模块，其可操作地连接以从增益级的输出中减去第二反馈信号进而产生该第二谐振数字信号。
优选地，该量化器级包括高频振动模块，其可操作地连接以产生高频振动数字信号；加法模块，其可操作地连接以将该高频振动数字信号与该谐振数字信号相加以产生高频振动的谐振数字信号；及单比特量化器，其可操作地连接以从高频振动的谐振数字信号中产生量化的信号。
优选地，该积分无线电电路进一步包括
第二谐振级，其可操作地连接以谐振该谐振数字信号进而产生第二谐振数字信号，其中，该第二谐振级具有0Hz之上频率及与第一谐振级的电极频率不同的频率的电极，其中，该量化器级量化该第二谐振数字信号以产生该量化的信号。
根据本发明的一个方面，一种射频(RF)传送机包括相位及频率检测模块，其可操作地连接以从参考振荡及反馈振荡间至少一个相位差及频率差中产生差分信号；环路滤波器，其可操作地连接以将该电流信号转换成控制电压；电压控制振荡模块，其可操作地连接以将控制电压转换成射频(RF)信号；反馈模块，其可操作地连接以从射频(RF)信号中产生反馈振荡，其中，该反馈模块包括多模数分频器模块及Δ∑调制器模块，其中，该Δ∑调制器模块包括输入积分级，其可操作地连接以积分数字输入信号进而产生积分的数字信号，其中，该输入积分级具有基本上为0Hz的电极；谐振级，其可操作地连接以谐振该积分的数字信号进而产生谐振数字信号，其中，该谐振级具有0Hz之上频率的电极；及量化器级，其可操作地连接以从该谐振数字信号产生量化的信号。
优选地，该输入积分级包括数字积分器，其可操作地连接以积分该数字输入信号进而产生积分输出；及增益模块，其可操作地连接以调整积分输出的量值进而产生积分的数字信号。
优选地，该RF传送器进一步包括反馈增益模块，其可操作地连接以调整量化的信号的量值进而产生第一反馈信号；及减法模块，其可操作地连接以从输入中减去该第一反馈信号进而产生该数字输入信号。
优选地，该谐振级包括减法模块，其可操作地连接以从该积分的数字信号中减去谐振反馈信号进而产生第一谐振数字信号；第一积分级，其可操作地连接以积分该第一谐振数字信号进而产生第一积分的谐振数字信号；增益级，其可操作地连接以调整该第一积分的谐振数字信号的量值进而产生第二谐振数字信号；第二积分级，其可操作地连接以积分第二谐振数字信号进而产生该谐振数字信号；及谐振反馈增益模块，其可操作地连接以调整该谐振数字信号的量值进而产生该谐振反馈信号，其中，反馈电路的电极频率是基于增益级及谐振反馈增益级的数字增益。
优选地，该RF传送机进一步包括第一反馈增益模块，其可操作地连接以调整量化的信号的量值进而产生第一反馈信号，其中，该减法模块进一步从该积分的数字信号中减去该第一反馈信号以产生该第一谐振数字信号；第二反馈增益模块，其可操作地连接以调整该量化的信号的量值进而产生第二反馈信号；及第二减法模块，其可操作地连接以从增益级的输出中减去第二反馈信号进而产生该第二谐振数字信号。
优选地，该量化器级包括高频振动模块，其可操作地连接以产生高频振动数字信号；加法模块，其可操作地连接以将该高频振动数字信号与该谐振数字信号相加以产生高频振动的谐振数字信号；及单比特量化器，其可操作地连接以从高频振动的谐振数字信号中产生量化的信号。
优选地，该RF传送机进一步包括第二谐振级，其可操作地连接以谐振该谐振数字信号进而产生第二谐振数字信号，其中，该第二谐振级具有0Hz之上频率及与第一谐振级的电极频率不同的频率的电极，其中，该量化器级量化该第二谐振数字信号以产生该量化的信号。
图1是根据本发明所建立的通信系统的原理方框图；图2是根据本发明的无线通信设备的集成的无线电电路的原理方框图；图3为根据本发明的RF传送器的原理方框图；图4为根据本发明的分数-型频率合成器的原理方框图；图5是根据本发明Δ∑调制器的另一实施例的原理方框图；图6为现有的分数-N型合成器、包括Δ∑调制器94的分数-N型合成器以及包括Δ∑调制器190的分数-N型合成器的量化噪声传送功能的曲线图。
具体实施例方式
图1为一通信系统10的原理方框图，该通信系统10包括多个基站和/或接入点12-16、多个无线通信设备18-32及一网络硬件部件34。该无线通信设备18-32可以为膝上型电脑主机18及26、个人数字助理主机20及30、个人计算机(PC)主机24及32和/或蜂窝电话主机22及28。该无线通信设备的详细描述将参考图2而更具体地进行说明。
基站或接入点12-16通过局域网(LAN)连接36，38及40而可操作地连接至网络硬件34。该网络硬件34可以为路由器、开关、网桥、调制解调器、系统控制器等等，为该通信系统10提供一广域网(WAN)连接42。每一基站或接入点12-16具有一相关的天线或天线阵列以在其区域内与无线通信设备进行通信。典型地，该无线通信设备在一特定的基站或接入点12-14注册以从通信系统10中接收服务。对于直接的连接(即点对点通信)，无线通信设备直接通过一分配的信道进行通信。
典型地，基站被用于蜂窝电话系统及相似类型的系统，而接入点被用于家庭内或建筑物内的无线网络。无论哪种特别类型的通信系统，每一个无线通信设备包括一内置无线电设备和/或被连接至一无线电设备。
图2为无线通信设备18-32的集成的无线电电路50的原理方框图。该集成的无线电电路50包括主机设备52及一相关的无线电设备。对于蜂窝电话主机而言，该相关的无线电设备为该无线通信设备的内置元件。对于个人数字助理主机、膝上型主机和/或个人计算机主机，该相关的无线电设备可为内置的或一外部连接的元件。
该主机设备52包括处理模块、存储器、无线电界面、输入界面及输出界面。该处理模块及存储器执行由主机设备典型地作出的相应的指令。例如，对于一蜂窝电话主机设备而言，该处理模块根据一特定的蜂窝电话标准执行相应的通信功能。
该无线电设备界面允许从相关的无线电设备接收数据及将数据发送至相关的无线电设备。对于从相关的无线电设备接收的数据(如输入数据)，无线电设备界面提供该数据给处理模块以进一步处理和/或路由至该输出界面。该输出界面提供连接至一输出显示设备，如显示器、监视器、扬声器等等，以使接收的数据被显示出来。该无线电设备界面也从处理模块提供数据给相关的无线电设备。该处理模块通过输入界面从输入设备中接收输出数据，该输入设备如键盘、袖珍键盘、麦克风等等，或自身产生数据。对于通过输入界面接收的数据，处理模块通过无线电设备界面对数据执行相应的主机功能和/或将其路由至该无线电设备。
该相关的无线电设备包括基带处理模块54、接收器部分56、传送器部分58、传送/接收(T/R)开关模块60、本地振荡器62及一个或多个天线。接收器部分56包括一低噪声放大器(LNA)64、可编程增益放大器(PGA)66、降频转换混合器68、低通滤波器(LPF)70及模拟-数字转换器(ADC)72。该传送器部分58包括一数字-模拟转换器(DAC)74、低通滤波器(LPF)76、升频混合模块78及一功率放大器(PA)80。本地振荡器62包括一相位及频率检测模块(PFD)82、一电荷泵(CP)84、环路滤波器(LF)86、压控振荡器(VCO)88、本地振荡器(LO)调整模块90、多模数分频器模块92、Δ∑模块94及一信道选择模块96。
基带处理模块54可为一单一处理设备或多个处理设备及具有相关的存储器。这样的处理设备可为微处理器、微控制器、数字信号处理器、微计算机、中央处理单元、场可编和门陈列、可编程逻辑设备、状态机、逻辑电路、模拟电路、数字电路和/或基于操作指令操作信号(模拟和/或数字)的任何设备。相关的存储器可为一单一存储器或多个存储器设备。这种存储器设备可为只读存储器、随机存取存储器、非永久性存储器、永久性存储器、静态存储器、动态存储器、闪存存储器、高速缓冲存储器和/或任何存储数字信息的设备。注意当该处理模块54通过静态机器、模拟电路、数字电路和/或逻辑电路执行其一个或多个功能，该存储相应操作指令的相关存储器可为嵌入到或外部连接至包括静态机器、模拟电路、数字电路和/或逻辑电路的电路。
在操作中，基带处理模块54根据一个或多个通信标准(如，蓝牙，GSM，IEEE 802.11x)从主机设备52接收输出数据104并将其转换成输出基带数据106。该数字-模拟转换器74将该输出基带数据或信号106转换成模拟信号。低通滤波器76将模拟信号滤波并将其提供给升频混合模块78。该升频混合模块78混合模拟信号与一传送本地振荡122以产生RF信号。功率放大器80放大RF信号以产生输出RF信号108。T/R开关模块60提供输出RF信号108给一个或多个天线以传送至其它的无线通信设备。
在接收模式中，T/R开关模块60通过一个或多个天线接收输入RF信号98并将其提供至接收器部分56的低噪声放大器64。该低噪声放大器64放大输入RF信号98并提供该放大的信号至可编程增益放大器66。该可编程增益放大器66进一步放大信号并将放大的信号提供给降频转换混合器68。降频转换混合器68将放大的RF信号98与一接收本地振荡(RX LO)110混合以产生基带或低IF模拟信号。低通滤波器70滤波基带模拟信号和/或低IF信号并提供该滤波的信号至模拟-数字转换器72。该模拟-数字转换器72将信号转换进数字域以产生输入基带信号100。该基带处理模块54根据一个或多个无线通信标准将输入基带信号100转换成输入数据102。
本地振荡器62运行以产生接收本地振荡110及传送本地振荡112。该接收及传送本地振荡110及112的特定频率可通过信道选择模块96而被调整。
在操作中，相位及频率检测(PFD)模块82基于参考振荡(REF OSC)114及反馈振荡(FDBK OSC)116间相位和/或频率差产生一升频信号或降频信号。电荷泵(CP)84将升频信号和/或降频信号转换成电流。环路滤波器(LF)86将电流转换成控制电压。压控振荡器(VCO)88将控制电压转换成振荡信号。LO调整模块90包括一个或多个分频器和/或倍频器以改变VCO 88的输出振荡率以产生相应的本地振荡110及112。
为产生反馈振荡116，多模数分频器92通过一特定的整数分频值将VCO 88的输出振荡分频。该分频值可基于信道选择模块96产生的信号由Δ∑调制器94产生。该Δ∑调制器94将参考图3、4及6更详细地进行描述。
在一个实施例中，本地振荡器62包括分数-N型PLL频率合成器以用于4频GSM/GPRS/EDGE蜂窝收发器芯片中。该举例的分数-N型PLL频率合成器包括一用于提供一参考频率的精确的26MHz晶体振荡器、一相位及频率检测模块(PFD)、一电荷泵(CP)、一低通环路滤波器(LF)，一压控振荡器(VCO)及LO调整模块90，该LO调整模块90包括两个固定的2分频模块，分别地从大约3.6GHz到大约1.8GHz的范围及大约900 MHz的范围内将VCO振荡分频。多模数分频器(MMD)92在一给定信道内操作期间，选择性地用两个不同的整数值将反馈信号分频。
在这个例子中，相位及频率检测模块(PFD)82包括两个连接至反馈环路内的一AND门的可复位的触发器。假定至相应的触发器的输出信号(即，至一触发器的参考振荡及至其它触发器的反馈振荡)适合于分频数字电路，PFD的操作如下所述。在复位后，每个触发器的输出(上升及下降)为低或0。当参考振荡为高或1时，上升输出即为高。当反馈振荡为高时，下降输出即刻为高，导致在AND门输出上的正边沿。这个边沿复位两个触发器至初始状态(上升，下降)＝(0，0)。这样，两个输入信号间的任何相位差导致PFD保持状态(上升，下降)＝(1，0)一段与IN1及IN2间的相位差成比例的时间。相似地，两个输入信号间的任何频率差导致PFD保持或者(上升，下降)＝(1，0)状态或者(上升，下降)＝(0，1)状态，依赖于频率差的正负号。
在这个例子中，电荷泵通过“泵激”电流流入环路滤波器或者将电流移出滤波器并“泵激”进入地而响应PFD的(上升，下降)控制信号。该电荷泵包括两个相同负荷的电流源，每个具有一额定输出电流Icp，以一个通过具有上升及下降两个开关控制进行布置。这样，电荷泵本质上作为异步时钟数字-模拟转换器(DAC)运行，其额定输出ycp(t)依赖于数字输入上升及下降如
按照上面对PFD及在额定条件下的CP的讨论，电流脉冲与由PFD/CP结合产生的参考及反馈信号间的相位或频率差成比例。该闭反馈环动作导致反馈信号最后固定以使两信号均被“锁定”于相位及频率。允许偏移该锁定的状态的程度基于环路滤波器的尖锐度，并有利于输出中的相位噪声的数量；一个更尖锐的环路滤波器导致更少的相位噪声但丧失了增加的环路设置时间。首要地，当从信道到信道变换时，环路设置时间是要准确设置环路的时间的总和，在后面的部分中论题将更详细地说明。
注意到这个例子可被表示为一线性化的模式以表明当输入参考信号被转化为RF时，在该输入参考信号上由锁相环路执行的有效信号处理。注意到晶体参考信号及反馈信号均通过Δ∑调制分频器构成输入参考信号。在这个模式中， 表示输入相位(即，晶体参考)及 及 表示在四个频带中的输出。在这个模式中，PFD/电荷泵配置被表示为增益，iCP；VCO分别被表示为增益及积分器，KVCO，及1/s；多模数分频器被表示为一固定的N分频及附加噪声源， 表示分频错误。应用标准线性系统分析，传送功能，分别表示为HDCS/VCS(S)及HGSM850/900(S)，在DCS/PCS及GSM850/900频带的RF输出之间，及输入可根据电荷泵电流，iCP，环路元件，VCO敏感度，KCVO及分频率表达。特别地，定义P(s)=C2R2s+1C1C2C3R2R3s2+(C1C3R3+C1C2R2+C2C3R2+C2C3R3)s+(C1+C2+C3)=n1s+1d2s2+d1s+d0]]>及
KCV＝iCP×KVCO，M＝4×N其可被表示为HDCSPCS(s)=M2KCV(n1s+1)Md2s4+Md1s3+Md0s2+KCV(n1s+1)]]>因此HGSM850/900(S)＝1/2HDCS/PCS(S)。
其后，该发送功能HDCS/PCS(S)及HGSM850/900(S)将被认为是PLL信号滤波器，不依赖于哪一个RF频带正被准确考虑。
图3为RF传送器120的原理方框图，该RF传送器120包括相位及频率检测模块82、电荷泵84、环路滤波器86、压控振荡器(VCO)88、多模数分频器92、Δ∑调制器94及信道选择模块96。该Δ∑调制器94包括积分级122、谐振级124及量化器级126。
在操作中，相位及频率检测模块82对比调制的输入信号128的相位及频率与反馈振荡130。该调制的输入信号128可从数-模转换器72中被接收，其中，该调制的输入信号128根据一个或多个包括GSM，蓝牙等等的无线通信标准而被调制。基于相位和/或频率差，相位及频率检测模块82产生一个包括升频元件及降频元件的差分信号132。
电荷泵84将该差分信号132转换成电流信号134。环路滤波器86将该电流信号134转换成控制电压136。VCO88将控制电压136转换成输出RF信号108。功率放大器80放大输出RF信号108以产生RF输出信号108。
多模数分频器92通过分频值而分频输出RF信号108的频率而产生该反馈振荡130，其包括由Δ∑调制器94产生的分数部件。
为产生分数部件，Δ∑调制器94从信道选择模块96接收数字输入138并将反馈振荡130作为一时钟信号使用。积分级122将数字输入138进行积分以产生积分的数字信号140。将参考图4而进行更详细地描述的该谐振级124谐振该积分的数字信号140以产生谐振数字信号142。量化器级126量化谐振数字信号142以产生量化的信号144，其提供分数部件给多模数分频器92。
图4为分数-型频率合成器150的原理方框图，该分数-型频率合成器150包括相位及频率检测模块82、电荷泵84、环路滤波器86、压控振荡器88、多模数分频器92及Δ∑调制器。该Δ∑调制器包括减法模块158、积分级122、谐振级124、加法模块178、量化器级126、高频振动模块180及反馈增益模块182、184、186。该积分级122包括数字积分器162及增益模块164。该谐振级124包括第一减法模块166、第一数字积分器168、第一增益模块170、第二减法模块172、第二数字积分器174及反馈增益模块176。相位及频率检测模块82、电荷泵84、环路滤波器86、压控振荡器88、多模数分频器92的操作如前所述。
数字输入138，其也可被作为分数输入，其可为一高分辨率数字化的字，例如20比特位的分辨率，并通过Δ∑调制器的适当的调制被转换成+1秒及-1秒的序列，其时间平均值等于分数输入值。为获得这点，减法模块158从数字输入138中减去反馈信号。该反馈信号作为Δ∑调制器输出的增益表示由增益模块186产生。该积分级122接收减法模块158的输出，通过数字积分器162将其积分，然后通过增益模块164调整积分的信号的增益。
谐振级124接收积分级122的输出及从此产生一谐振信号。如图所示，该谐振级124包括两数字积分器168及174(其可被表示为I2及I3)及增益模块170及176(其可被表示为g2及g3)，连接于反馈组中。可以显示对于低频，在Δ∑调制器中结合这种谐振级124产生一NTF，满足NTF(z)∝(1-z-1)((1-z-1)2+g2g3z-2).]]>在上述的表达中因子分解第二项，NTF(z)∝(1-z-1)(1-(1-jg2g3)z-1)(1-(1+jg2g3)z-1).]]>这样，NTF具有零值于
NTF(z)＝0如果z=1,(1-jg2g3),(1+jg2g3).]]>由此得出结论适当地选择g2及g3允许与DC不一致的零值。其可被用于改进本发明Δ∑调制器的信噪比。另外，Δ∑调制器的谐振级趋于保持量化器级输入更“忙”，进而改进了量化噪声的随机性，使得在输出信号中产生杂波的趋势下降。进一步地，高频振动模块180产生适当的数量的高频振动以防止Δ∑调制器在输出中产生不想要的伪内容。
图5为Δ∑调制器190的另一实施例的原理方框图，该Δ∑调制器190包括积分级122、多个谐振级124-124N、其输出连接至多模数分频器92的量化器级126、及多个至积分级及谐振级的反馈路径。在这个实施例中，多个谐振级124-124N提供了额外的非-DC电极，其为分数-N型合成器的传送功能提供非-DC零值。
图6为现有的分数-N型合成器、包括Δ∑调制器94的分数-N型合成器以及包括Δ∑调制器190的分数-N型合成器的量化噪声传送功能的曲线图。如图所示，现有技术的曲线在DC上具有其零的全部，因而产生如图所示的噪声传送功能。
通过在Δ∑调制器94中包括谐振电路，一个或多个零值可被从DC(如，至40KHz)中移除，以产生所示的Δ∑调制器94的响应的噪声传送曲线。
如图5中所示通过在Δ∑调制器中增加多个谐振级，在非-DC的多个零值可被加入所示的关于Δ∑调制器190的响应的量化噪声传送功能。
作为本领域的普通技术人员可以理解，术语“基本上地”或“大约”，如此处所使用的，对其相应条件和/或数据项范围间的相对关系提供了一个行业认可的公差。这一行业认可的公差的范围从至少百分之一至百分之二十，并相应于，但不限于，元件参数值，集成电路处理偏差，温度偏差，上升及下降时期和/或温度噪声。这种数据项范围间的相对关系从一些百分点的差分至量级差分。作为本领域的普通技术人员可以理解，术语“操作地连接”，如此处所使用的，包括直接连接及通过其它部件、元件、电路或模块而间接地连接，其中，对于间接连接，插入的部件、元件、电路或模块不会改变信号的信息，但是可调整其电流水平，电压水平和/或功率水平。作为本领域的普通技术人员可以理解，推理连接(即，通过推理将一个元件连接至其它元件)包括在两个元件间以如“操作地连接”相同的方式直接及间接地连接。作为本领域的普通技术人员可以理解，术语“优于”，如此处所使用的，表明在两个或更多的元件，数据项，信号等等间的比较，提供了一期望的关系。例如，当期望的关系是信号1具有比信号2更大的量值，当信号1的量值大于信号2的时或当信号2的量值小于信号1的时可获得一个有利的比较。
后续的讨论已以展示了一具有改进的信噪比的数字Δ∑调制器，当被结合于一分数-N型频率合成器时，其可改进该合成器的性能。作为本技术领域的普通技术人员可以理解，其它实施例可从本发明的技术中得到而不脱离本权利要求的范围。
权利要求
1.一种数字Δ∑调制器，其特征在于，包括输入积分级，其可操作地连接以积分数字输入信号进而产生积分的数字信号，其中，该输入积分级具有一基本上为0Hz的电极；谐振级，其可操作地连接以谐振该积分的数字信号进而产生谐振数字信号，其中，该谐振级具有0Hz之上频率的电极；及量化器级，其可操作地连接以从该谐振数字信号产生量化的信号。
2.如权利要求1所述的数字Δ∑调制器，其特征在于，该输入积分级包括数字积分器，其可操作地连接以积分该数字输入信号进而产生积分输出；及增益模块，其可操作地连接以调整积分输出的量值进而产生积分的数字信号。
3.如权利要求2所述的数字Δ∑调制器，其特征在于，进一步包括反馈增益模块，其可操作地连接以调整量化的信号的量值进而产生第一反馈信号；及减法模块，其可操作地连接以从输入中减去该第一反馈信号进而产生该数字输入信号。
4.如权利要求1所述的数字Δ∑调制器，其特征在于，该谐振级包括减法模块，其可操作地连接以从该积分的数字信号中减去谐振反馈信号进而产生第一谐振数字信号；第一积分级，其可操作地连接以积分该第一谐振数字信号进而产生第一积分的谐振数字信号；增益级，其可操作地连接以调整该第一积分的谐振数字信号的量值进而产生第二谐振数字信号；第二积分级，其可操作地连接以积分该第二谐振数字信号进而产生该谐振数字信号；及谐振反馈增益模块，其可操作地连接以调整该谐振数字信号的量值进而产生该谐振反馈信号，其中，反馈电路的电极频率是基于增益级及谐振反馈增益级的数字增益。
5.一种分数-N型频率合成器，其特征在于，包括相位及频率检测模块，其可操作地连接以从参考振荡及反馈振荡间至少一个相位差及频率差中产生差分信号；电荷泵，其可操作地连接以将该差分信号转换成电流信号；环路滤波器，其可操作地连接以将该电流信号转换成控制电压；电压控制振荡模块，其可操作地连接以将控制电压转换成输出振荡；反馈模块，其可操作地连接以从输出振荡中产生反馈振荡，其中，该反馈模块包括多模数分频器模块及Δ∑调制器模块，其中，该Δ∑调制器模块包括输入积分级，其可操作地连接以积分数字输入信号进而产生积分的数字信号，其中，该输入积分级具有一基本上为0Hz的电极；谐振级，其可操作地连接以谐振该积分的数字信号进而产生谐振数字信号，其中，该谐振级具有0Hz之上频率的电极；及量化器级，其可操作地连接以从该谐振数字信号产生量化的信号。
6.如权利要求5所述的分数-N型频率合成器，其特征在于，该输入积分级包括数字积分器，其可操作地连接以积分该数字输入信号进而产生积分输出；及增益模块，其可操作地连接以调整积分输出的量值进而产生积分的数字信号。
7.一种积分无线电电路，其特征在于，包括传送机部分，其可操作地连接以基于传送本地振荡将输出基带信号转换成输出射频(RF)信号；接收机部分，其可操作地连接以基于接收本地振荡将输入RF信号转换成输入基带信号；及本地振荡产生模块，其可操作地连接以产生该传送本地振荡及接收本地振荡，其中，该本地振荡产生模块包括相位及频率检测模块，其可操作地连接以从参考振荡及反馈振荡间至少一个相位差及频率差中产生差分信号；电荷泵，其可操作地连接以将该差分信号转换成电流信号；环路滤波器，其可操作地连接以将该电流信号转换成控制电压；电压控制振荡模块，其可操作地连接以将控制电压连接成输出振荡，其中，传送及接收本地振荡产生于该输出振荡；反馈模块，其可操作地连接以从输出振荡中产生反馈振荡，其中，该反馈模块包括多模数分频器模块及Δ∑调制器模块，其中，该Δ∑调制器模块包括输入积分级，其可操作地连接以积分数字输入信号进而产生积分的数字信号，其中，该输入积分级具有一基本上为0Hz的电极；谐振级，其可操作地连接以谐振该积分的数字信号进而产生谐振数字信号，其中，该谐振级具有0Hz之上频率的电极；及量化器级，其可操作地连接以从该谐振数字信号产生量化的信号。
8.如权利要求7所述的积分无线电电路，其特征在于，该输入积分级包括数字积分器，其可操作地连接以积分该数字输入信号进而产生积分输出；及增益模块，其可操作地连接以调整积分输出的量值进而产生积分的数字信号。
9.一种射频(RF)传送器，其特征在于，包括相位及频率检测模块，其可操作地连接以从参考振荡及反馈振荡间至少一个相位差及频率差中产生差分信号；电荷泵，其可操作地连接以将该差分信号转换成电流信号；环路滤波器，其可操作地连接以将该电流信号转换成控制电压；电压控制振荡模块，其可操作地连接以将控制电压转换成射频(RF)信号；反馈模块，其可操作地连接以从射频(RF)信号中产生反馈振荡，其中，该反馈模块包括多模数分频器模块及Δ∑调制器模块，其中，该Δ∑调制器模块包括输入积分级，其可操作地连接以积分数字输入信号进而产生积分的数字信号，其中，该输入积分级具有一基本上为0Hz的电极；谐振级，其可操作地连接以谐振该积分的数字信号进而产生谐振数字信号，其中，该谐振级具有0Hz之上频率的电极；及量化器级，其可操作地连接以从该谐振数字信号产生量化的信号。
10.如权利要求9所述的RF传送器，其特征在于，该输入积分级包括数字积分器，其可操作地连接以积分该数字输入信号进而产生积分输出；及增益模块，其可操作地连接以调整积分输出的量值进而产生积分的数字信号。
全文摘要
一种数字Δ∑调制器包括输入积分级、谐振级、量化器级及其可操作地连接至该量化器级、该输入积分级及该谐振级的多个反馈路径。该输入积分级可操作地连接以积分一字输入信号进而产生积分的数字信号，其中，该输入积分级具有一基本上为0Hz的电极。该谐振级可操作地连接以谐振该积分的数字信号进而产生谐振数字信号，其中，该谐振级具有0Hz之上频率的电极。该量化器级可操作地连接以从该谐振数字信号中产生量化的信号。
文档编号H03L7/197GK1702973SQ20051007570
公开日2005年11月30日 申请日期2005年5月27日 优先权日2004年5月28日
发明者亨里克·T·詹森 申请人:美国博通公司