遥测设备的制作方法

专利名称：遥测设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及包括电话和遥测设备的用户终端系统。更具体地讲，涉及当在交换机与用户之间的通信线路开始和停止使用时，检测从交换机发送的信号的遥测设备。
背景技术：
通常，在已经使用的电话网络中，交换机经由通信线路提供电源启动在家中的电话。当一个始发用户呼叫一个目的用户时，交换机反转施加到交换机和目的用户之间的通信线路上电压的极性，以便通知目的用户开始和停止使用它们之间的通信线路。
另外，在已有的经由电话网络的遥测系统中容易周期性收集信息。图75是表示遥测系统的图，和图76是表示遥测设备的方框图。在遥测系统中，例如，在电力公司、自来水公司、和煤气公司都通过电话网络遥测在家中使用的电力、自来水、和煤气。在每个家中都安装有对应于各相应公司的电力遥测设备、自来水遥测设备、和煤气遥测设备。当各公司中的一个开始或停止使用用于遥测的通信线路的时，交换机反转施加到交换机和目的用户之间的通信线路的电源的电压极性。为了互相区别遥测设备的使用和电话的使用，这些极性反转的形式彼此是不同的。结果，遥测设备具有用于检测极性反转的极性反转检测电路、用于检测振铃信号的振铃信号检测电路、和用于控制各检测电路和从电表、自来水表、和煤气表收集电、水、气数据的控制电路。
图77是表示波形的定时图，其中图77(a)表示电话(正常极性反转)的极性反转的波形图；图77(b)表示遥测(慢极性反转)的极性反转波形图；和图77(c)表示主叫振铃信号的波形图。振铃波形仅跟在正常电压极性反转之后，不跟在慢电压极性反转之后。当开始和停止使用通信线路时，遥测设备试图检测正常极性反转和主叫振铃信号，或慢极性反转。如果找到极性反转和主叫振铃信号两者，遥测设备不开始进行遥测，而是电话进行工作。相反，如果找到极性反转，而没有找到主叫振铃信号，则遥测设备开始遥测。总之，常规的遥测设备由于其技术上的困难；因为在慢极性反转的第一半周的结束和其第二半周的开始之间的周期期间，由于所施加的电压在这个期间保持地电平，没有电源提供，所以不能检测慢极性反转。相对于上述系统和设备，有诸如日本专利公开平6-237307的对比文件。
图2表示常规的极性反转检测电路。该极性反转检测电路具有连接到一对通信线路L1和L2的一个整流器10。再有，通信线路L1连接到每个被串联连接的一个二极管列2，与该二极管列并联连接的一个齐纳二极管3，一个发射极电阻4，在电阻4与二极管列2的输出端之间的两个达林顿连接的晶体管，和极性反转检测放大电路9，该电路包括二极管7和电阻8，两者与晶体管6的集电极相串联，该集电极位于晶体管5和6的输出端侧。通信线路L2连接到具有与极性反转检测放大电路9相同组态的极性反转检测放大电路10。在极性反转检测放大电路9的二极管列2的输出端和极性反转检测放大电路10的二极管列2的输出端之间，齐纳二极管11、电阻12、电容13、电阻14和齐纳二极管15被以上述次序串联连接。
在整流器1的正电极输出端1a和负电极输出端1b之间，并联连接根据来自整流器1的输出操作的两个保持电路16和17。在两个保持电路16和17与负电极输出端1b之间，分别连接着由保持电路16和17停止保持操作的两个复位电路18和19。
当开始和释放通信线路L1和L2时，交换机反转施加到通信线路上的电压极性，以便通知开始和释放的遥测设备。当在通信线路L1和L2的极性反转开始和当通信线路L1和L2之间的电压因此而改变时，无论齐纳二极管11，还是齐纳二极管12检测到这种改变，变为电流导通状态，和因此极性反转检测触发电流按照电容器13的充电和放电而流动。极性反转检测放大电路9或极性反转检测放大电路10放大经由极性反转检测放大电路9或在极性反转检测放大电路10中二极管列2、齐纳二极管11和15、电阻12和14的触发电流。保持电路16或保持电路17利用从极性反转检测放大电路9或从极性反转检测放大电路10输出的触发电流保持极性反转信息作为一个触发信号。另外，它们利用一个外部附加的电路，诸如一个光耦合器输出极性反转信息到控制电路。在不需要保持极性反转信息的时刻，从控制电路给出一个复位信号，使得在保持电路16和17中的保持信息被清除。从而返回到一个等待状态。
按照上述的方式，因为在通信线路L1和L2上获得极性反转信息，所以常规的遥测设备利用例如，如图2所示的极性反转检测电路检测极性反转。最后，控制电路依据将跟在正常极性反转后和将不跟在慢极性反转后的振铃信号确定使用通信线路的目的是遥测还是电话。
对于振铃信号的检测，常规振铃信号检测电路经受指示是开始还是释放的两个极性反转信息的逻辑OR，这个信息是由表示在图2中的齐纳二极管11和15、电阻12和14、电容13和极性反转检测放大电路9和10产生的，因此，它们得到一个类似脉动的脉冲流和根据这个脉冲流检测振铃信号。
然而，在常规极性反转检测电路中尚存在下面问题(1)-(6)。
(1)不可能集成极性反转电路为单片IC(集成电路)形式。因为对于不同操作充电和放电以产生一个触发电流的电容器13要求数百nF(纳法)的电容量。
(2)一般来说，触发电流的触发值取决于极性反转的速度，或dV/dt。因此，视高dV/dt为正确值，则使低dV/dt不正常工作，而视低dV/dt为正确值，则降低防噪声特性。
(3)某些叠加在通信线路L1和L2上的噪声增加了在等待期间通信线路L1和L2之间的电压差，因此产生触发电流的流动，好象检测到振铃信号，该电流引起保持电路16和17的不正确操作。通过不正确操作的判断，从这样一种检测状态返回到等待状态要求一段规定的时间周期，如果某些噪声引起了不正确操作，则通信线路在这段时间周期不能使用。
(4)产生的触发电流的量根据极性反转的速度变化。另外，流过保持电路16和17的导通电流量和通/断阈值电流量分别依据周围的温度而变化。触发电流、导通电流量、和通/断阈值电流量的每一个都由于相应情况而改变。因此，为了避免任何不正确操作，要求在这些电流量中留取大的安全系数，这是实现低功耗电路的障碍。
(5)常规的极性反转检测电路具有两个由保持电路16和17组成的依次独立工作的保持电路，这种方式具有带来某些不正确操作的可能性，诸如同时操作。
(6)常规的极性反转检测电路具有两个独立的保持电路，要求相应的光耦合器。这会造成这样一些问题，诸如增加包括上述使用在外部的电容器13部件的数目。
此外，在常规的振铃信号检测电路中存在下列问题(7)和(8)。
(7)通过检测正常极性反转和慢极性反转得出利用通信线路的目的是遥测和电话中的哪一个是困难的。
(8)当一个不希望的单一极性反转的检测时产生类似脉动的脉冲，这个脉冲不是对于电话的正常极性反转的脉冲，应当被删除。因为这样的脉冲会带来一些不正确操作。
(9)因为代表正确振铃信号检测的脉冲流似乎类似于脉动的脉冲流，这样的脉冲流在其它的电路中处理起来是困难的。

发明内容
本发明的目的是提供能够区分施加到电话网络的遥测设备和交换机之间的通信线路上的正常极性反转、慢极性反转、和振铃信号的遥测设备。
按照本发明的一个方面，该遥测设备包括用于检测上升沿和下降沿之一的边沿检测装置，其特征在于，来自交换机的每个信号基于该各个边沿的各个预定电平和各个边沿的预定周期。


结合在说明书中并构成说明书的一部分的各个附图与文字描述部分一起说明本发明的各个实施例，起到解释本发明的原理的作用。
图1表示按照本发明的第一实施例的极性反转检测电路；图2表示常规的极性反转检测电路；图3表示图1所示的边沿检测电路中的各个部件；图4表示线性电流镜象电路；图5表示非线性电流放大器(恒流源型电流放大器)；图6表示非线性电流放大器(开关型电流放大器)；图7表示图3所示的沿检测电路的一种构成；图8是表示在沿检测电路中施加的电压与相应的电流之间的关系图；图9表示沿检测处理的施加电压和相应电流的瞬态波形图；图10表示一个电路，在该电路中表示出恒压装置31和32所插入的位置；图11表示如图7所示的电路以一个电流镜象电路替代若干个电流镜象电路方式的改进例子；
图12表示利用MOS晶体管用于反馈环路33的如图7所示示例性电路；图13表示如图7所示电路的另一种构成；图14表示如图1所示的恒流通/断型保持电路50的一种示例性构成；图15表示在如图14所示的恒流通/断电流开关中的组成元件；图16表示在如图14所示的恒流通/断电流开关的第一具体例子(部分1)；图17表示在如图14所示的恒流通/断电流开关的第一具体例子(部分2)；图18表示在如图14所示的恒流通/断型保持电路中利用图16中所示电路的一个具体例子；图19表示在如图14所示的恒流通/断型保持电路中利用图17中所示电路的一个具体例子；图20表示如图14所示恒流开关的第二具体例子；图21表示如图20所示恒流通/断型电流开关的一个改进例子；图22表示如图14所示的恒流通/断型保持电路利用图21的电路；图23表示恒流通/断型电流开关的第三具体例子；图24表示如图23所示的电路的一个改进例子；图25表示如图14所示的恒流通/断型保持电路利用图24所示恒流通/断型电路开关的一个具体例子；图26是解释图1所示电路的操作定时图；图27表示根据本发明第二实施例的极性反转电路的构成；图28说明图27中所示恒流通/断型和转换型保持电流60的结构；图29表示如图28所示的电流转换型开关63的一个规定例子；图30表示如图28所示的接口电路61的构成例子；图31表示如图28所示的接口电路61的构成例子；图32表示如图27所示的极性反转检测电路的操作定时图；图33表示按照本发明的第三实施例的慢极性反转检测电路的整个结构；图34表示一个脉冲后沿检测电路；图35表示在电路211中的输入电流波形和输出电流波形，其中恒定电流在图34的一个确定和固定电压范围内流动；图36表示如图34所示的后沿检测电路210的一个具体例子；图37表示极性反转后沿检测电路K1；
图38(a)表示第一恒流通/断型单稳态多谐振荡器的结构；图38(b)表示如图38(a)所示第一恒流通/断型单稳态多谐振荡器的一个具体例子；图39表示第二恒流通/断型单稳态多谐振荡器的结构；图40表示如图39所示第二恒流通/断型单稳态多谐振荡器的一个具体例子；图41是表示如图38(a)所示单稳态多谐振荡器操作的定时图；图42是表示如图33所示慢极性反转检测电路的操作定时图；图43表示按照本发明第四实施例的慢极性反转检测电路的结构；图44表示如图43所示的极性反转后沿检测电路K3的结构；图45表示控制电源电路(部分1)的一个轮廓；图46表示如图45所示电路的一个具体例子；图47表示控制电源电路(部分2)的一个轮廓；图48表示如图47所示电路的一个具体例子；图49表示按照本发明第五实施例的慢极性反转检测电路的结构；图50表示如图49所示慢极性反转检测电路的操作定时图；图51表示按照本发明第六实施例的慢极性反转检测电路的结构；图52表示按照本发明的第七实施例的振铃信号检测电路的结构；图53表示如图52所示的信号产生电路370的结构(部分1)；图54表示如图53所示的电路的一个具体例子；图55表示如图52所示的信号产生电路370的结构(部分2)；图56表示构成第一密勒积分器电路构成的脉冲宽度增大电路；图57表示一个第二积分器型脉冲增大电路；图58表示如图55所示的信号产生电路的具体例子；图59表示如图52所示的信号产生电路的一种结构(部分3)，其中脉宽增大电路由一个单稳态多谐振荡器构成；图60表示如图59所示的一个AND电路350C的结构；图61表示按照本发明第八实施例的振铃信号检测电路；图62表示如图61所示的高电压检测电路；图63表示如图61所示电路的一个改进例子；图64表示按照本发明第九实施例的振铃信号检测电路；
图65表示如图64所示的一个改进例子的振铃信号检测电路；图66表示按照本发明第十实施例的振铃信号检测电路；图67表示如图66所示的一个改进例子的振铃信号检测电路；图68表示按照本发明第十一实施例的振铃信号检测电路；图69表示如图68所示的一个改进例子的振铃信号检测电路；图70表示按照本发明第十二实施例的据铃信号检测电路；图71表示按照本发明第十三实施例的振铃信号检测电路；图72表示按照本发明第十四实施例的振铃信号检测电路；图73表示按照本发明第十五实施例的振铃信号检测电路；图74是一个振铃信号检测电路的操作定时图；图75表示一个遥测系统的示意图；图76表示一个遥测设备的结构；和图77是正常极性反转、慢极性反转、和呼叫振铃信号的定时图。
具体实施例方式
本发明的各优选实施例将参照附图予以详细地描述。
遥测设备的优选实施例主要分为三方面正常极性反转的检测，慢极性反转的检测，振铃信号的检测。对于正常极性反转的检测，有构成正常极性反转电路的一个沿检测电路、一个状态保持电路、和一个极性反转检测电路。对于慢极性反转，除这些电路外，还有极性反转检测电路和单稳态多谐振荡器，这些部件构成了响应慢极性反转工作的遥测设备。对于振铃信号的检测，有一个振铃信号检测电路。作为边沿检测的一种应用，存在一种高电压检测电路。
该边沿检测电路将主要参照图3、8、和9进行描述；状态保持电路将主要参照图14进行描述；极性反转检测电路将主要参照图1进行描述；慢极性反转检测电路将主要参照图33和42进行描述；单稳态多谐振荡器将主要参照图38和41进行描述；振铃信号检测电路将主要参照图52和64进行描述；和高电压检测电路将主要参照图70进行描述。
〖第一实施例〗图1是表示按照本发明第一实施例的极性反转检测电路示意图。该极性反转检测电路被设置在遥测设备中检测代表通信线路使用开始或释放的极性反转，这种检测是由交换机经通信线路执行的。
该极性反转检测电路具有一个连接在通信线路L1和L2之间的全波整流器20，连接在全波整流器20的负电极端(-)和线路L1之间的第一沿检测电路30A，和连接在全波整流器20的负电极端(-)和线路L2之间的第一沿检测电路30B。沿检测电路30A和30B的输出侧被分别连接到或电路40的输入端。“或”电路40例如是处理边沿检测电路30A和30B的输出信号的一个线接或门。另外，在全波整流器20的正电极端和负电极端之间连接着一个恒流通/断型保持电路50。恒流通/断型保持电路50具有一个置位输入端S和一个复位输入端R。OR电路40的输出信号和来自控制电路的复位信号被分别提供到置位输入端和复位输入端。恒流通/断型保持电路50输出极性反转检测的结果。如图1所示的极性反转检测电路中的每个电路的结构和功能[I]和操作[II]将在下面分别予以描述。另外，如图1所示的极性反转检测电路的效果将在下面[III]节予以描述。
在图1所示的极性反转检测电路中的每个电路的结构和功能在下面[I](1)节中将描述在图1所示的极性反转检测电路中的全波整流器20的结构和功能。另外在下面[I](2)节中将描述沿检测电路30A和30B的结构和功能。再有在下面[I](3)节中将描述恒流通/断型保持电路50的结构和功能。
(1)全波整流器20全波整流器20对在通信线路L1和L2上流动的电流执行全波整流，以固定极性输出一个电压。全波整流器20例如是由一些为半导体整流器件的二极管构成的，这些器件被分别安置在一个桥路的四个侧面。该桥路相对的两个对角线被分别连接到通信线路L1和L2，另外两个相对对角线被分别连接到正电极端(+)和负电极端(-)。
(2)边沿检测电路30A和30B每个边沿检测电路30A和30B经通信线路L1和L2检测释放信号和开始信号，分别输出一个边沿检测触发脉冲。在下面的[I](2)①-③节将详细描述边沿检测电路30A和30B。
(2)①边沿检测电路30A和30B中的各个部件图3是表示如图1所示的沿检测电路30A和30B的各个部件的方框图。边沿检测电路30A和30B具有相同的结构。它们的每一个具有第一恒流环路31、第一恒压部件32、反馈环路33、和恒压部件34。恒流环路31允许恒流电流Ion按照所施加的电压流动。当所施加的电压低于Von时，这是由通过连接到恒流环路31限制恒流环路31中的电流环路放大量的操作执行的，或者通过串联连接到恒流环路31的电流通路限制施加到恒流环路31的电压量实现的，第一恒压部件32防止电流Ion流入恒流环路31。反馈环路33对于恒流环路31起到反馈电路的作用，以便利用减少整个电路的环路电流放大系数到低于1，使在整个电路中的总电流(包括恒流环路31的)趋于0。恒压部件34连接在反馈环路33中，和当所施加的电压低于Voff时停止反馈环路33的反馈操作。恒流环路31、反馈环路33和恒压部件32和34的组合组成恒流电路。从该恒流电路流动的恒流电流由两个电流镜象电路35和36变为输出电流。
连接有恒压部件32和反馈环路33(包括恒压部件34)的恒流环路31和电流镜象电路35和36被连接到连接到通信线路L1或L2的输入端和地之间。电流镜象电路35和36的每个输出端是指示脉冲沿检测的一个输出端。
当恒压部件32允许导通和另外反馈环路33不允许反馈操作时，则恒流环路31被强迫进入导通状态，因此允许电流Ion流动。换言之，当恒压部件32不允许导通或反馈环路33允许反馈操作时，恒流环路31不工作，因此禁止电流Ion流动。
当恒压部件34允许导通时，反馈环路33被强迫进入工作。恒压部件的电压Von和恒压部件的电压Voff都被以后者电压Voff大于前者电压Von这样一种方式来设置。因此，仅当施加的电压位于从电压Von到Voff的范围时，电流Ion才流动。
(2)②沿检测电路30A和30B的具体电路结构在参照图4到图6描述沿检测电路30A和30B的具体电路结构前，将描述表示在本说明书中沿边检测电路30和40，一种用于其它电路的线性电流镜象放大器，和两种非线性电流放大器。
图4(a)到(f)表示线性电流镜象放大器，其中图4(a)是一种符号表示和图4(b)到(f)是它的示例性电路。
线性电流镜象电路具有三个端子，包括从其流出电流(in)的输入端子I；从其流出电流(in)的输出端O；和在输入端I和输出端O的总电流流入该端的公共端子COM，因此该电路的输入/输出关系是线性放大。
图4(b)所示电路具有一对PNP晶体管Tr1和Tr2，其中它们的两个发射极被连接到公共端COM上。晶体管Tr1和Tr2的两个基极被连接晶体管Tr1的集电极。晶体管Tr1的集电极是输入端I，而晶体管Tr2的集电极是输出端O。
如图4(c)所示的电路具有发射极电阻R1和R2分别插入在晶体管Tr1和Ir2的发射极和如图4(b)所示的公共端COM之间的结构。如图4(d)所示的电路具有附加到如图4(b)所示的电路上的晶体管Tr3和Tr4。晶体管Tr3的发射极连接到公共端COM，而晶体管Tr3的集电极连接到晶体管Tr1的发射极。晶体管Tr4的发射极连接到公共端COM，而晶体管Tr4的集电极连接到晶体管Tr2的发射极。晶体管Tr3和Tr4的基极连接到晶体管Tr4的集电极。
如图4(e)所示的电路具有发射极电阻R3插入到晶体管Tr3的发射极和公共端COM之间，和发射极电阻R4插入到晶体管Tr4的发射极和公共端COM之间的结构。如图4(f)所示的电路具有以PMOS晶体管PTr1和PTr2分别替代如图4(b)所示的晶体管Tr1和Tr2的结构。也就是说，PMOS晶体管PTr1和PTr2的两个源极连接到公共端COM，而PMOS晶体管PTr1和PTr2的两个栅极连接到晶体管Tr1的漏极。PMOS晶体管PTr1的漏极是输入端I，而PMOS晶体管PTr2的漏极是输出端O。
如图4(b)到(e)所示的每个电路利用了PNP晶体管，但是，它也可以利用NPN晶体管代替PNP晶体管。如图4(f)所示的电路利用PMOS晶体管，但是，它也可以利用NMOS晶体管代替PMOS晶体管。正如图4(b)所示的电路可以被图4(f)所示的MOS晶体管所代替那样，图4(b)到(e)所示的电路可以被MOS晶体管所代替。
图5(a)到(f)表示各个非线性电流放大器(恒流源型电流放大器)，其中图5(a)是一种符号表示和图5(b)到(f)是它的示例性电路。
每个非线性电流放大器具有三个端子，包括用于电流流入的(out)的一个输入端I；用于电流流入(out)的一个输出端O；和在输入端I和输出端O的总电流流入该端的公共端子COM。非线性电流放大器在输入电流大约为0附近具有最大电流增益，和当输入电流增大时该电流增益朝着0单调递减的特性。这种类型的非线性电流放大器在下文中称为恒流源型电流放大器，因为从它和如图4所示的线性电流镜象电路的组合，可以产生一个恒流电路。这里，表示在图5(b)到(f)下文涉及的图中的电阻Ron代表设置恒流电流值的电阻。再有，靠近晶体管的符号n指示一个晶体管的规格比率，该比率设置在下面将描述的一个输入阈值电流。
如图5(b)所示的电路具有一个其基极和集电极连接到输入端I的晶体管Tr5，和其集电极连接到输出端O的晶体管Tr6。晶体管Tr5的发射极连接到公共端COM，而晶体管Tr6的发射极经电阻Ron连接到公共端COM。晶体管Tr5和Tr6的基极连接到晶体管Tr5的集电极。
如图5(c)所示电路具有二极管d1被放置在图5(b)所示的晶体管Tr5的发射极和公共端COM之间的结构。如图5(d)所示电路具有晶体管Tr7和Tr8被增加到在图5(b)所示的电路上的结构。晶体管Tr7的发射极连接到公用端COM，而晶体管T7的集电极连接到晶体管Tr5的发射极。晶体管Tr8的发射极经电阻Ron连接到公共端COM，而晶体管Tr8的集电极连接到晶体管Tr6的发射极。晶体管Tr7和Tr8的基极连接到晶体管Tr8的集电极。在图5(e)所示的电路中具有二极管d1插入晶体管Tr7的发射极和公共端COM之间的结构。在图5(f)所示的电路中具有NMOS晶体管NTr1和NTr2分别代替如图5(b)所示晶体管Tr5和Tr6的结构。也就是说，NMOS晶体管NTr1的源极直接连接到公共端COM，和具有栅极宽度大于NMOS晶体管NTr1的栅极宽度的NMOS晶体管NTr2的源极经电阻Ron连接到公共端COM。NMOS晶体管NTr2的反栅极(back-gate)连接到公共端COM，和NMOS晶体管NTr1和NTr2的两个栅极连接到晶体管Tr1的漏极。NMOS晶体管NTr1的漏极是输入端，而NMOS晶体管NTr2的漏极是输出端O。图5(b)到(e)的每个电路利用NPN晶体管，但是，还可能利用PNP晶体管代替NPN晶体管。正如如图5(b)所示电路被如图5(f)所示的电路代替那样，如图5(b)到(e)所示的各结构可以利用MOS晶体管产生。
图6(a)到(g)表示非线性电流放大器(开关型电流放大器)，其中图6(a)是一个符号表示和图(b)到(g)是它的示例性电路。
这些表示在图6(a)到(g)的非线性电流放大器具有三个端子，包括用于电流流入(out)的输入端I；用于电流流入(out)的输出端O；和用于电流流出(in)的公共端COM。它们在输入电流在0附近具有最小电流增益和随着输入电流增加单调递增的电流增益特性。此后，因为它和如图4所示的非线性电流镜象电路的组合可以形成一个开关电路，这种非线性电流放大器类型称之为开关型电流放大器。这里，表示在图6(b)到(f)和下文将涉及的图中的电阻Rth代表设置输入阈值电流的电阻。另外，表示在晶体管附近的符号m代表晶体管规格的比率，这个比率设置将要在下面描述的输入电流的阈值。
在图6(b)所示的电路中具有其基极和集电极都连接到输入端I的晶体管Tr9和其集电极连接到输出端O的晶体管Tr10。晶体管Tr9的发射极经电阻Rth连接到公共端COM，而晶体管Tr10的发射极直接连接到公共端COM。晶体管Tr10的基极连接到晶体管Tr9的集电极。
在图6(c)所示的电路中，晶体管Tr11的基极和电阻Rth的一端都连接到输入端I。晶体管Tr11的集电极连接到输出端O，而晶体管Tr11的发射极和电阻Rth的另外一端连接到公共端COM。在图6(d)所示的电路中具有一个二极管d2被插入晶体管Tr10的发射极和公共端COM之间的结构，如图6(b)所示。在图6(e)所示的电路中具有晶体管Tr12和Tr13被加入到如图6(b)所示的电路的结构。晶体管Tr12的发射极经电阻Rth连接到公共端COM，而晶体管Tr12的集电极连接到晶体管Tr9的发射极。晶体管Tr13的发射极连接到公共端COM，而晶体管Tr13的集电极连接到晶体管Tr10的发射极。晶体管Tr12和Tr13的基极都被连接到晶体管Tr13的集电极。在图6(f)所示的电路具有晶体管Tr12和Tr13被增加到图6(d)所示的电路的结构。
在图6(g)所示的电路具有图6(b)中所示晶体管Tr9和Tr10分别被NMOS晶体管NTr3和NTr4所代替的结构。在NMOS晶体管NTr3和NTr4中具有栅极宽度大于NMOS晶体管NTr4的栅极宽度的NMOS晶体管NTr3的源极经电阻Rth被连接到公共端COM，而NMOS晶体管NTr4的源极被直接连接到公共端COM。晶体管NTr3和NTr4的栅极都被连接到晶体管NTr3的漏极。NMOS晶体管NTr3的漏极是输入端I，而NMOS晶体管NTr4的漏极是输出端O。在图6(b)到(f)所示的电路中利用了NPN晶体管，但是，可以以PNP晶体管或MOS晶体管代替各个NPN晶体管。
接下来，下面将描述沿检测电路的一个例子。
图7表示图3所示的沿检测电路的示例性结构，其中在图7中与图3相同的部件被分别标注以相同的标号。
该沿检测电路具有第一电流镜象电路M1，该电路是由例如图4(b)所示的电路构成的，恒流源型电流放大器C1，该放大器是一个第一非线性电流放大器，恒压部件32，该部件是一个齐纳二极管，和电容器Cp1。恒流源型电流放大器C1的输出端O连接到输入端I，电流镜象电路M1的输出端O连接到恒压部件32的阴极，和恒压部件32的阳极连接到恒流源型电流放大器C1的输入端I，构成一个电流放大环路。在这些连接中，该电路的恒压部件34的阳极和阴极短路对应于如图3所示的恒流环路31。恒压部件32还可以被插入在恒流源型电流放大器C1的输出端O和电流镜象电路M1的输入端I之间，使得具有相同的效果。为了保证恒流环路31被强迫进入导通状态，电容器Cp1被连接在电流镜象电路M1的输入和输出端之间。
该沿检测电路具有由图4(b)所示的线性电流镜象电路，作为如图6(b)所示的第二非线性电流放大器的开关型电流放大器S1，和为齐纳二极管的恒压部件34构成的第二线性电流镜象电路M2而不是恒流环路31。电流镜象电路M2的输出端O连接到恒压部件34的阴极，而恒压部件34的阳极连接到开关型电流放大器S1的输入端I。在这些连接中，该电路中恒压部件34的阴极和阳极短路相当于如图3所示的反馈环路33。
为了使反馈环路33起到恒流环路31的作用，恒流环路31中的电流镜象电路M1的公共端COM被连接到反馈环33中的电流镜象电路M2的输入端I，和在反馈环33中的开关型电流放大器S1的输出端O被连接到恒流环路31中的恒流源型电流放大器C1的输入端I。
在反馈环33中的电流镜象电路M2的公共端COM被连接到电流镜象电路35的输入端I，而开关型电流放大器S1的公共端COM和恒流源型电流放大器C1的公共端COM两者都被连接到电流镜象电路36的输入端I。
电流镜象电路36的公共端被连接到沿检测电路30A和30B的接地端，而电流镜象电路35的公共端COM被连接到沿检测电路30A和30B的输入端IN。电流镜象电路35的输出端O被连接到用于电流流出的负输出端OUT-，而电流镜象电路36的输出端O被连接到沿检测电路30A和30B的正输出端OUT+。
电流镜象电路M1和M2是例如由图4(b)所示的电路构成的。开关型电流放大器S1是由图6(b)所示电路构成的。
电流镜象电路35具有一对PNP晶体管Tr14和Tr15，它们的发射极都被连接到公共端COM。晶体管Tr14的集电极和基极两者都被连接到电流镜象电路35的输入端I，而晶体管Tr15的集电极经电流镜象电路35的输出端O被连接到输出端OUT-。晶体管Tr15的基极以及晶体管Tr14的集电极和基极都被连接到电流镜象电路35的输入端I。
电流镜象电路36具有一对NPN晶体管Tr16和Tr17，它们各自的发射极都被连接到公共端COM。晶体管Tr16的集电极和基极被连接到电流镜象电路36的输入端I，而晶体管Tr17的集电极经电流镜象电路36的输出端O被连接到输出端OUT+。晶体管Tr17的基极以及晶体管Tr16的集电极和基极被连接到电流镜象电路36的输入端I。这里，这些电流镜象电路35和36被准备进行输出。当不需要用于流入的输出电流，或者用于流出的其它输出电流时，从而，电流镜象电路35或者电流镜象电路36可以被忽略。
上述的相同功能也可以利用以恒流源型电流放大器C1代替电流镜象电路M1，或以电流镜象电路M1代替恒流源型电流放大器C1，或者通过NPN晶体管替换PNP晶体管和反之予以实现。
(2)③沿检测电路30A和30B的功能图8表示施加的电压与在边沿检测电路中流动的电流量之间的关系。图9表示施加的电压与在边沿检测瞬间流动的电流。参照图8和图9将描述表示在图3和图7中的边沿检测电路的功能。
在如图3所示的边沿检测电路中，将描述在输入端和地之间从零升高的电压。在没有附加恒压部件32或反馈环33时，当电压V达到某个低电压情况下，恒流环路31导通，因此电流ion在恒流环路31中开始流动。
然而，在有恒压部件32(例如，一个齐纳二极管)和其未被击穿情况下，恒压部件32防止恒流环路31(当连接在恒压环路中时)的环路电流放大，或保持施加在恒流环路31上的电压，使得该电压如此之低，不能使其进行工作(当串联连接到恒流环路31上时)。这样保持恒流环路31不被启动。另外，施加电压的上升超过电压VON，迫使恒压部件32击穿。
当恒压部件32击穿时，消除了迫使恒流环路31将要保持在一种断状态的条件。因此，恒流环路31导通，从而，恒流电流ion开始流动。恒压部件34的击穿点被设置得高于恒压部件32的击穿点，在这个设置点恒压部件34不发生任何击穿，仍然处于截止状态。反馈环33不能实现允许电流环路31将处于截止状态的这样一种反馈。再有，当输入电压上升高于Voff后，在恒压部件34上的击穿使反馈环33的操作开始。当反馈环33开始这种操作时，包括反馈环路33的恒流环路31的环路电流増益始终变得小于1，和电流一点一点减小，变为截止状态。
此后，即使输入电压上升，也没有电流ion流动。按照恒流ion电流通过电流镜象电路35和36输出。当恒压部件32和34的击穿电压被如此选择，即，输入脉冲Von、Voff和Vp的峰值量的关系满足下列方程(1)时，电流ion仅在输入脉冲的前电压边沿Von和Voff之间的时间期间流动，和因此得到作为边沿检测脉冲的一个触发电流。电流ion由恒流环路31的一个预定的电流值确定，和在无来自速度dV/dt幅度的有害影响下可以获得伪差分(pseudo-differential)。
0＜Von＜Voff＜Vp(1)再有，当一种设置是按照方程(2)作出的时，在等待期间，施加的输入电压V始终大于Voff，和不做出可以引起错误操作的假触发。因此，可以得到防止产生任何错误操作的功能。
(Vp-Voff)＞(等待期间的噪声幅度) (2)这里，下面利周其操作将描述表示在图7中的沿检测电路的具体功能。
当恒压部件32变短路时，恒流环路31将被考虑进来。在来自恒流源型电流放大器的电流增益特性的i＝ion条件下，当从电流镜象电路M1到恒流源型电流放大器C1形成电路回路的电流放大系数(两个电流放大器的电流放大系数之间的乘积；下文被称之为环路电流放大系数)被设置为1时，在i＜ion条件下，环路电流放大系数大于1，在i＝ion条件下，环路电流放大系数等于1，和在i＞ion条件下，环路电流放大系数小于1。因此，在i＝ion条件下，它是良好的平衡，和恒流电流ion进行流动。在公共端COM上的电流也是一个恒流电流，该恒流电流是由电流ion确定的一维电流。流到恒流环路31的电流i是晶体管规格n的比率的能带隙电压和电阻Ron(P32)确定的。恒流源型电流放大器C1的晶体管规格比率由n表示，电阻的阻值由ron表示，电流镜象电路M1的电流增益由K表示，Boltzmann常数由k表示，一个电子的电荷由q表示，绝对温度由T表示，和在公共端COM上流动的电流再次由ion表示。为此，ion可以按照下列方程(3)近似表示。
ion＝(kT/q ron)(1+K)1n(nK) (3)如果恒压部件32被短路，通过位于输入端IN和地GND之间的电流镜象电路35中的晶体管Tr14元件，在电流镜象电路M2中的晶体管Tr1，恒流环路31和在电流镜象电路36中的晶体管Tr16元件构成回路的电流通路通过施加使若干个正偏二极管导通的一个电压容易强迫电流进入通的状态。
当恒压部件32被插入，只要该部件不出现击穿，恒流环路31不进行环路放大和稳定在一种截止状态。因此，通过选择恒压部件32的击穿电压，可以控制用于开始电流流动的那个电压。
当电流在上述电流通路中流动时，电流镜象电路M2试图在由作为反馈环33电流通路的电流镜象电路M2中的输出晶体管Tr2、恒压部件34和开关型电流放大器S1的输入端构成回路的通路流动与在恒流环路31中流动的电流成比例的一个电流。但是，只要在恒压部件34上不出现击穿，电流就不能流动。恒压部件34控制开始一个电流流动的电压。
当在恒压部件34上出现电压击穿和在反馈环33上电流流动时，开关型电流放大器S1的输出电流取一个流入电流到恒流环路31中的恒流源型电流放大器的输入端I。因此，包括反馈环33的恒流环路31的环路电流增益被设置得小于1，和该恒流环路31作为一个接近于截止状态的环路工作。无论最后的电流值是0，还是近似于非常接近0，都可以由开关型电流放大器S1进行判断。当根据恒压部件32恒流环路31的确定何时电流开始流动的电压Von和根据恒压部件34反馈环路33的确定何时电流停止流动的电压Voff被设置为Von＜Voff，和输入端IN和GND之间的电压从0上升时，电流在Von开始流动和在Voff停止。也就是说，仅在从Von到Voff的范围内，以在恒流环路31中被判断的恒流电流ion流动的这样一种方式工作。
假设，电流镜象电路M2的电流增益是J，开关型放大器S1的晶体管规格中的比率是m，电阻Rth的阻值rth满足rth＞＞ron，最后剩余的总电流值ioff由下面方程(4)表示ioff＝(kT/q rth)((1+J)/J)×(1n(m(nk-1)/nJ(1+K)) (4)当K＝J＝1ioff＝2(kT/q rth)×1n(m(n-1)/2n) (5)其中，当(m(n-1)/2n)＜1时，可以得到ioff＝1。
也就是说，通过选择恒压部件32和34的击穿电压，电流ion仅在当输入脉冲通过的周期的电压前沿从Von到Voff的一个短的时间周期内流动，相反，在大于Voff时没有电流流动。因此可以检测到脉冲边沿。
另外，电容器CP1的充电电流当所施加的电压V上升时，强迫恒流环路31容易进入导通状态。但是，电容器CP1的放电电流当所施加的电压下降时防止恒流环路1变为导通。结果，根据瞬变响应，所施加电压的前沿可以被检测到(一个电流流动)，但是，其后沿不能被检测到(没有电流流动)。
只要是电容器CP1的电容量不大，值通过在恒流环路31建立的电流值判断该电流，和因此不会受到输入脉冲的变化速度dV/dt的影响。
准备恒压部件32，以便为恒流环路31设置一个导通状态开始电压。因此，通过将恒压部件32连接到由电流镜象电路M2，电流镜象电路35和36和恒流环路31的各个晶体管指定的通路之中的某处，其中电流首先通过的通路，可以得到相同效果。具体地讲，可能通过串联连接恒压部件32到位于包括在反馈环路33的通路外侧的电流镜象电路35和36中的晶体管上偏移电压Von和Voff。
图10是表示插入如图3所示的恒压部件34和32各个位置的方框图。
在图10中，利用表示在图4(a)、图5(a)、和图6(a)中的符号表示沿检测电路30A和30B中的电流镜象电路，恒流源型电流放大器和开关型电流放大器，但是电流镜象电路35和36被忽略。
恒压部件32和34可以被插入到如图10所示的沿检测电路的不同位置。恒压部件插入的位置被称为“PL1”影响Von。恒压部件插入的位置被称为“PL2”影响Voff。恒压部件插入的两个位置被称为“PL1”和“PL2”影响Von和Voff电压两者。
图11是表示如图7所示的电路改进个例子的方框图。在该方框图中的若干电流镜象电路被一个电流镜象电路代替。电流镜象电路35和36被忽略，因为它们对于本技术领域的技术人员是显而易见的。
级联的电流镜象电路M1和M2，和处于工作状态的电流镜象电路35的所有输出电流正比于电流镜象电路M1的输入电流。因此，可以利用由一个输入电流分别得到来自输出端O1、O2、O3的三个输出电流的电流镜象电路M3代替电流镜象电路M1和M2和电流镜象电路35。如图11所示，通过利用电流镜象电路M3的替代可以得到相同的功能。
图12表示按照图7的用于反馈环路33的利用MOS晶体管的电路。电流镜象电路35和36被忽略，因为它们对于本技术领域的技术人员是显而易见的。
反馈环路33应当仅满足恒流环路31的恒流电流放大系数小于1，和在等待期间的消耗功率为0的要求。因此，类似于表示在图12的电路，利用MOS晶体管NTr38和Ntr39构成较简单的电路。
图13(a)到(e)表示按照不同于图7结构例子的各个电路，和表示线性输出的恒流环路31。
在恒流环路31中的恒流源型电流放大器通过增加为了获得线性输出的晶体管可以得到类似于电流镜象电路的线性输出。
(3)恒流通/断型保持电路50图14是表示按照如图1所示的恒流通/断型保持电路50一种示例性结构的方框图。恒流通/断型保持电路50具有由如图4所示的线性电流镜象电路构成的电流镜象电路M11，恒流通/断型开关电路51，例如是利用光耦合器52组成的输出电路，和由如图4所示线性电流镜象电路构成的电流镜象电路M12。
在电流镜象电路M11中的公共端COM连接到来自全波整流器20的正电极的电源V+。电流镜象电路M11的输入端连接到恒流通/断型电流开关51的电流流入端。恒流通/断型电流开关51的电流流出端连接到光耦合器52的输入阳极端。光耦合器52的输入阴极端连接到电流镜象电路M12的输入端I。电流镜象电路M12的公共端连接到来自来自全波整流器20的负电极的电源V-。
恒流通/断型电流开关51具有一个置位输入端S和一个复位输入端R。电流镜象电路M11具有流出电流作为其输出。电流镜象电路M12具有流入电流作为其输出。光耦合器52输出到具有不同接地电平的其它电路。这里，光耦合器52，或电流镜象电路M11，或者电流镜象电路M12之一，当按照后面所连接的电路不需要它们时，可以被省略。
当一个触发电流从置位输入端S流入时，下面详细描述的恒流通/断型电流开关51变为导通状态。因此，在电流流入端和电流流出端之间，一个恒流电流在流动。在另外一种情况下，当一个触发电流从复位输入端R流入时，恒流通/断型电流开关51变为截止状态，恒流电流变为0。当在导通状态的恒流电流ion和输入阈值电流ith按照晶体管规格的比率由能带隙被彼此独立判断时，在导通状态的恒流电流ion对输入阈值电流ith的比率可以被保持恒定。
光耦合器52和电流镜象电路M11和M12的两个输入电流被分别连接到正方向的二极管。按照在恒流通/断型开关51的状态，判断在它们上的电流流动的通/断状态。
变为导通和截止的恒流电流ion被电流镜象电路M11变换为一个流出的电流输出信号，和被电流镜象电路M12变换为一个流出的电流输出信号。再有，根据变为通/断的恒流电流ion，导通信号和截止信号通过光耦合器52被发送到具有不同地电平的控制电路。
(3)①在恒流通/断型保持电路50中的恒流通/断型电流开关的结构图15表示如图14所示的恒流通/断型电流开关。
恒流通/断型电流开关51是由表示在图15的开关环路SWL和恒流环路ILP构成的。
开关环路SWL具有由如图14所示的电流镜象电路构成的电流镜象电路51-1和开关型电流放大器51-2，该放大器是由开关型电大器51-2构成的非线性放大器。电流镜象电路51-1的输入端I被连接到开关型电大器51-2的输出端O，和开关型电大器51-2的输入端I被连接到电流镜象电路51-1的输出端O。利用上述的连接，构成一个电流环路。当i＝ion时，构成电流镜象电路51-1和开关型电流放大器51-2中的行程的电路中的放大系数被设置为1。开关环路SWL的电流环路具有在电流镜象电路51-1和开关型电流放大器51-2的公用端之间的一个电流通路。这样作为一个开关操作，通过流动一个触发电流到电流镜象电路51-1的输入/输出连接端或者到开关型电大器51-2和通过构成在电路中的电流大于或小于ith，来控制电路的通和断。
在另一方面，恒流环路ILP具有与电流镜象电路51-1相同结构的电流镜象电路51-3和等效于如图5所示的非线性电流放大器的恒流源型电流放大器51-4。恒流源型电流放大器51-4的输出端O被连接到电流镜象电路51-3的输入端I。电流镜象电路51-3的输出端O被连接到恒流源型电流放大器51-4的输入端。利用上述连接，构成一个电流放大环路。当恒流环路ILP被如上所述构成时，恒流源型电流放大器51-4和电流镜象电路51-3的公用端COM之间的电路如[I](3)③所示具有恒流特性。
(3)②恒流通/断型电流开关的第一具体例子图16和图17表示如图14所示的恒流通/断型电流开关的第一具体例子。
如图16所示的恒流通/断型电流开关具有开关环路SWL插入在恒流环路ILP中的电流镜象电路51-3的输入端I和恒流源型电流放大器51-4的输出端O之间的结构。即，电流镜象电路51-3被连接到开关环路SWL中的电流镜象电路51-1的公用端COM，和恒流源型电流放大器51-4的输出端O被连接到在开关环路SWL中的开关型电流放大器51-2的公共端COM。在上述的结构中，恒流环路ILP和开关环路SWL是相同的。
如图17所示的恒流通/断型电流开关51具有以开关环路SWL被插入在恒流环路ILP中的电流镜象电路51-3的输出端O和恒流源型电流放大器51-4的输入端I之间这样一种方式的结构。即，电流镜象电路51-3的输出端O被连接到在开关环路SWL中的电流镜象电路51-1的公共端COM，和恒流源型电流放大器51-4的输入端I被连接到开关环路SWL中的开关型电流放大器51-2的公共端COM。在这种结构中，恒流环路ILP和开关环路SWL的电流方向是相同的。
另外，电流镜象电路51-3和恒流源型电流放大器51-4可以共享在如图14所示的恒流型通/断保持电路中的电流镜象电路M11和M12和各内部晶体管。
再有，电流镜象电路51-3和恒流源型电流放大器51-4以相同方式操作，即使各个晶体管的n型区和p型区分别是反向的，和电流镜象电路51-3和恒流源型电流放大器51-4是被彼此互换的。
图18表示按照如图14所示的利用表示在图16的电路组合的恒流通/断型保持电路的一个具体电路的例子，图19(a)和(b)说明按照表示在图14的利用图17所示电路的恒流通/断型保持电路的一个例子。其中光耦合器被省略。
接下来，将描述如图16和图17所示的恒流通/断型电流开关是如何工作的。
在恒流环路ILP中，即使噪声电压被施加到恒流电流通路上，没有插入开关环路SWL，恒流电流通路容易被强迫进入流动一个恒流电流的导通状态，。但是，当开关恒流被插入和该开关处于断开状态时，恒流环路IIP在其环路中是0增益和因此该恒流电流通路不能被导通。
当从触发输入端到+公共端COM或-公共端COM进行跟踪时，具有一个可能的跟踪方向(即，输入端—公共端—输入端—公共端)。例如，在图16中，在电流镜象电路51-1-电流镜象电路51-3是可能的跟踪方向。在图17中，开关型电流放大器51-2恒流源型电流放大器51-4是可能的跟踪方向。因此，在二极管的正方向流动的触发电流可以强迫外部环路SWL和ILP同时进入导通状态。
当在内部开关环路SWL上的通/断阈值电流由ith表示，在外部开关环路IIP上流动的恒流电流由ion表示，和ith＜ion，和当从触发端向开关环路SWL流动的大于ith的触发电流被输入时，内部和外部电流放大环路两者都被强迫同时进入导通状态。因此，内部开关环路SWL变为稳定短路状态，而外部开关环路ILP变为稳定电流流动状态。为了强迫一种断开状态，仅需要使触发电流进行流动，以便在开关环路SWL上的电流小于ith。
(3)③恒流通/断型电流开关的第二具体例子图20表示如图14所示的恒流通/断型电流开关的第二具体例子。
在恒流通/断型电流开关51中，恒流环路ILP被插入在开关型电流放大器51-2的输出端O和电流镜象电路51-1的输入端I之间，以便使电流方向一致。即，在恒流环路ILP中电流镜象电路51-4的公共端COM被连接到开关型电流放大器51-2的输出端O。在恒流环路ILP中电流镜象电路51-3的公共端COM被连接到在开关环路SWL中的电流镜象电路51-1的输入端I。因此，构成一个其中+和-公共端COM之间的电路被通或断的恒流通路。
在恒流环路ILP被插入到开关环路SWL的各个点上，其公共端COM被连接到电流镜象电路51-1的输入端I的电流镜象电路51-3的输入端，和恒流源型电流放大器51-4的输出端O是强迫内部和外部环路IIP和SWL进入导通状态的触发电流输入端。也就是说，在图20所示的例子中，电流镜象电路51-3的输入端是用于恒流通/断型电流开关51输入导通触发电流的输入端。在另外一种情况下，当构成电流镜象电路51-3和恒流源型电流放大器51-4的晶体管的p型和n型区被分别进行交换和在恒流环路ILP中被取代时，恒流源型电流放大器51-4的输入端是用于恒流通/断型电流开关51的触发输入端。
图21(a)、(b)和(c)表示用于描述如图20所示的恒流通/断型电流开关的一种改进的例子。
图21(a)和(b)表示电流镜象电路51-1和51-3，而图21(c)表示恒流通/断型电流开关。
如图21(a)所示，让我们假设晶体管53和54构成在恒流环路ILP中的电流镜象电路51-3和假设晶体管54具有n倍晶体管53的电路放大系数。另外，让我们假设晶体管55和56构成在开关环路SWL中的电流镜象电路51-1和假设晶体管56具有m倍晶体管55的电路放大系数。电流镜象电路51-3和电流镜象电路51-1的输出电流i101和i102分别始终正比于电流镜象电路51-3的输入电流。因此，电流镜象电路51-3与电流镜象电路51-1的组合可以代替具有一个输入端和两个输出端的电流镜象电路M13。这种情况下，电流镜象电路M13是由如图21(b)所示的三个晶体管57、58和59构成的。当晶体管58具有n倍晶体管57的电流放大系数和晶体管59具有(1+n)m倍晶体管57的电路放大系数时，输出电流i101和i102是与如图21(a)所示的电路的输出电流相同。因此，如图20所示的恒流通/断型电流开关可以被修改为如图21(c)所示的电路。
图22表示利用表示在图21的电路组合的如图14所示的恒流通/断型保持电路的一个具体例子。
该恒流通/断型保持电路具有一个其阴极被连接到置位输入端S的二极管d16，和其阳极被连接到复位输入端R的二极管d17。二极管d17的阴极被连接到二极管d16的阳极。二极管d16的阳极被连接到四个晶体管Tr110、Tr111、Tr112和Tr113的基极，和到晶体管Tr110的集电极。
晶体管Tr110的集电极还连接到NPN晶体管Tr114的集电极，同时晶体管Tr114的发射极被连接到一个电阻的一端。晶体管Tr111的集电极被连接到晶体管Tr115的集电极和基极和还连接到晶体管Tr114的基极。晶体管Tr115的发射极被连接到电阻Ron的另一端和还连接到NPN晶体管Tr116的集电极。晶体管Tr116的发射极被连接到电源V-。
晶体管Tr112的集电极被连接到晶体管Tr117的集电极和基极和还连接到晶体管Tr116和NPN晶体管Tr118的基极。晶体管Tr117的发射极经电阻Rth被连接到电源V-。晶体管Tr113和晶体管Tr118的集电极分别用作电流流出的输出端和电流流入的输出端。
接下来，将描述如图20所示的恒流通/断型电流开关的操作。
与如图20所示的恒流通/断型电流开关相反，封闭的开关环路SWL确定通或断状态。当构成在开关环路SWL中从触发输入端到电流镜象电路51-1的公用端一个行程时，该行程为如下次序的输入端I-公共端COM-输入端I-公共端COM。因此，通过强迫触发电流流入二极管的正方向，外部和内部环路SWL和IPL两者可以被同时转换到导通状态。
外部开关环路SWL的通/断型阈值电流被表示为ith，内部恒流环路ILP的恒流值被表示为ion，和ith＜ion。当流入开关环路SWL的电流大于ith的触发电流被从触发输入端输入时，外部和内部电流放大环路两者在同时接近于导通状态，和外部开关环路SWL被短路(即，开关型电流放大器51-2被饱和)，另外，恒流环路ILP被强迫进入流过电流的导通状态和变为稳定。另外，通过电流镜象电路51-1的操作，一个正比于ion的电流在电流镜象电路51-1的输出端O和恒流源型电流放大器51-2的输入端I之间流动。为了停止电流的流动，仅需要一个触发电流，以便使在开关环路SWL中从任何输入点流入的电流都小于ith。
(3)④恒流通/断型电流开关的第三具体例子图23是表示恒流通/断型电流开关的第三具体例子的方框图。
在上述[I](3)②和[I](3)③节中恒流通/断型电流开关是利用如图15所示的恒流环路ILP和开关环路SWL组成的。正如图23的电路所示，第一和第二恒流环路ILPa和ILPb能够被利用产生另外的恒流通/断型电流开关。
恒流环路ILPa具有第一线性电流镜象电路51a-1和作为第一非线性电流放大器的恒流源型电流放大器51a-2。电流镜象电路51a-1的输出端O被连接到恒流源型电流放大器51a-2的输入端I。另外，恒流环路ILP具有作为第二非线性电流放大器的第二线性恒流源型电流放大器51b-2。电流镜象电路51b-1的输出端O被连接到恒流源型电流放大器51b-2的输入端I。恒流源型电流放大器51b-2的输出端O被连接到电流镜象电路51b-1的输入端I。电流镜象电路51b-1的公共端COM被连接到在恒流环路ILPa中的电流镜象电路51a-1的输入端I。恒流源型电流放大器51b-2的公共端COM被连接到在恒流环路ILPa中的恒流源型电流放大器51a-2的公共端COM。电流镜象电路51b-1的输出端O和恒流源型电流放大器51b-2的输入端被连接到恒流源型电流放大器51a-2的输出端O。
电流镜象电路51a-1的公共端COM和恒流源型电流放大器51a-2和51b-2的公共端COM之间的结合点是各个电流通路点。电流镜象电路51b-1和恒流源型电流放大器51a-2的输入端I是触发输入端，从该输入端整个电路被强迫转变为电流流通或电流断开。
图24表示如图23所示的电路的一个修改的例子。
表示在图23中的电流镜象电路51a-1和电流镜象电路51b-1两者之间的关系表示在图21的电路中。通过综合电流镜象电路51a-1和51b-1产生的电流镜象电路表示在图24。
图25表示如图14所示的利用表示在图24的恒流通/断型电流开关的恒流通/断型保持电路的一个具体例子。
图25表示置位输入端S1和S2，和复位输入端R1和R2。恒流通/断型电流开关具有其阴极被连接到置位输入端S1的二极管d19，其阴极被连接到复位输入端R1的二极管d20，其阳极被连接到置位输入端S2的二极管d21，其阴极被连接到复位输入端R2的二极管d22。二极管d19的阳极被连接到晶体管Tr120的集电极和四个其发射极都被连接到电源V+的晶体管Tr120、Tr121、Tr122和Tr123各自的基极。晶体管Tr120的集电极被连接到一个NPN晶体管Tr124的集电极。晶体管Tr124的发射极经电阻Pon被连接到电源V-。晶体管Tr121的集电极被连接到一个NPN晶体管Tr125的集电极，和晶体管Tr125和Tr124两者各自的基极。二极管d21的阴极被连接到二极管d22的阳极。二极管d21的阴极被连接到和晶体管Tr125e和Tr124的基极，和NPN晶体管Tr126的集电极。晶体管Tr125的发射极被连接到电源V-。
晶体管Tr122的集电极连接到NPN晶体管Tr127的集电极，晶体管Tr127、Tr126和Tr128的三个基极，和二极管d23的阳极。二极管d23的阴极连接到电源V+。晶体管Tr126的发射极经电阻Rth被连接到电源V-。晶体管Tr123和晶体管Tr128分别起到电流流出输出端和电流流入输出端的作用。
接下来，参考图23所示电路实例描述恒流通/断型电流开关第三具体实例的操作。
恒流源型电流放大器51b-2和电流镜像电路51b-1构成恒流环路ILPb。当未连接恒流源型电流放大器51b-2的输出端O时，在构成从电流镜像电路51a-1的公用端COM经电流镜像电路51b-1到恒流源型电流放大器51b-2的公用端COM行程的通路上流过恒流环路ILPb确定的电流。
当恒流源型电流放大器51a-2的输出端如图23所示连接时，提取部分恒流源型电流放大器51b-2的输入电流并且恒流源型电流放大器51a-2起反馈环路作用以降低恒流环路ILPb的电流。
由电流镜像电路51a-1和恒流源型电流放大器51a-2增益的乘积确定反馈量。因恒流源型电流放大器51a-2的特性造成当流过恒流环路ILPb输入电流镜像电路51a-1的电流较小时，反馈量较大。反之，当上述电流较大时，反馈量较小。
由于上述特性，当不应流过电流而流过小于电流值ith的电流时，由恒流源型电流放大器51a-2和电流镜像电路51a-1构成的反馈环路有效地工作以使整个电路上的环路电流增益小于1，因此电流趋于零。在接近该电流时，可忽略由恒流源型电流放大器51a-2和电流镜像电路51a-1构成的反馈环路，并流过由恒流环路ILPb确定的恒定电流ion。
接下来，参考图25所示具体电路描述电流ion和电流ith。当T表示绝对温度、k表示沃尔兹曼(Voltzmann)常数、q表示电子电荷、晶体管规格n＝m，电阻器的电阻值rth＞＞ron，可假设都处在导通状态流经晶体管Tr125的电流i1和流经晶体管Tr126的电流i2为i2＜＜i1。因此，下列表达式起作用。
i＝i1(6)i＝(kT/qron)1n(n) (7)ion＝3*i＝3(kT/qron)1n(n) (8)由于其在阈值电流ith附近可近似为i＝0，下列表达式起作用。
i1＝i/n→i2＝i(n-1)/n (9)i＝(kT/qrth)n(n-1)1n(mn/(n-1)) (10)ith＝3*i＝3(kT/qrth)n/1n(n-1)1n(mn/(n-1)) (10)由能带隙电压根据电阻值和晶体管规格比确定两个电流ion和ith。在两个电路中，其中之一以P型和N型区分别反向的方式构成，另一个以恒流源型电流放大器51a-2和电流镜像电路51a-1互换的方式构成，由能带隙电压根据电阻值和晶体管规格比确定两个电流ion和ith。
通过置位流入或从触发信号输入端流出的触发电流，使电流量变为大于ith、等于、或小于ith。因此，分别通过导通状态期间的电流iOn和断开状态期间不存在电流可进行通和断操作。
图1所示极性反转检测电路的操作图26是说明图1所示电路的操作定时图。参考图26，描述第一实施例的极性反转检测电路。
将来自交换机的开始信号或释放信号提供给一对通信线L1和L2。通信线L1和L2上的信号反转方向依据是开始还是释放而不同。首先，对以通信线L1上电压为低电平和通信线L2上电压为高电平的第一状态改变成通信线L1上电压为高电平和通信线L2上电压为低电平的第二状态方式出现极性反转的情况进行说明。
极性反转开始时，通信线L2上电压从通信线L1上的电压逐渐降低，不久，通信线L1和通信线L2之间的电压接近零。在电压为零时，所有电路的电流为零，所有电路清零。
此外，当极性反转继续时，通信线L1上电压从通信线L2增加。因此，根据通信线L1和通信线L2之间的电压将电源电压从全波整流器提供给恒流通/断型保持电路50，使恒流通/断型保持电路50变得能够正确工作。由于边沿检测电路30A和30B的接地端连接到全波整流器20的负极输出端，由全波整流器的正向电压将其从通信线L1和L2之间的低压侧嵌位为较高电压。
边沿检测电路30A的输入端连接到通信线L1。在边沿检测电路31A的输入端和接地端之间，由整流二极管的正向电压施加比通信线L1和L2之间电压低的电压。当极性反转继续进行时，使所施加电压超过电流开始流动时的电压Von并且电流Itri开始流向边沿检测电路30A。当所施加电压进一步升高并超过无电流流动的电压Voff时，电流Itri趋于零，此后，即使所施加电压继续升高仍无电流流过。总之，边沿检测电路30A仅在极性反转转变周期中电压在Von和Voff之间时的时间内输出与电流Itri成比例的第一边沿检测触发电流Ita。即进行伪差分计算。
另一方面，由于边沿检测电路30B的输入端连接到处在低电压侧的通信线L2，在输入端和接地端之间，仅施加整流二极管正向电压的低电压，无电流流过。因此，不从边沿检测电路30B输出触发电流。
从边沿检测电路30A输出的触发电流Ita经″或″门电路40置位恒流通/断型保持电路50，并因此使恒定电流开始流过保持电路50。触发电流Ita的短时脉冲由恒流通/断型保持电路50转换成最后极性反转检测信号并因此将极性反转信息输出到控制电路。
当检测极性反转信息之后结束进行的通信时，从控制电路发出一复位信号，从而使恒流通/断型保持电路50复位并返回等待状态。在以通信线L1处于高电压和通信线L2处于低电压的第一状态改变成通信线L1处于低电压和通信线L2处于高电压的第二状态的方式出现极性反转的情况下，通信线L1和L2达到同一电压之后，通信线L1变为接地电位侧而通信线L2变为高电位侧。因此，从边沿检测电路30B输出第二边沿检测触发电流Itb，而边沿检测电路30A停留在截止状态。除边沿检测电路30A和边沿检测电路30B的操作交换外，可采用如前所述的相同操作检测极性反转。
通过晶体管的能带隙电压确定电流Ita和Itb而与输入电压的改变dV/dt无关。在远端装置中，等待期间和检测极性反转期间流过少量电流。因此，从交换系统经通信线L1和L2送出的电压V1几乎总是48V(伏)。因此，通过确定边沿检测电路30A和30B分别开始流过电流的电压Von和开始流过电流的上限电压Voff，即使如图26所示时间T期间电压Vn为噪声，边沿检测电路30A和30B的输入电压不低于电压Voff。因此，未进行不正常工作而输出误差触发。
0＜Von＜Voff＜48V(48V-Voff)＞(等待期间噪声电平Vn) (12)[III]图1所示极性反转检测电路的结果如前所述，通过如[I](2)节中描述的边沿检测电路30A和30B的组合构成第一实施例的极性反转检测电路。边沿检测电路30A和30B具有下列优点(1-1)至(1-4)。
(1-1)由于在极性反转边沿检测电路中不使用任何电容器，不需要具有较大电容的任何电容器，适合于根据该电路制造IC(集成电路)。此外，除检测到一个边沿的时不流过电流，因此可实现低能耗。
(1-2)输出电流，或触发电流Ita和Itb不受输入脉冲的改变dV/dt的影响并由所给的恒流环路31的电流值确定。因此，可获得稳定的触发电流而与输入脉冲的波形无关。
(1-3)通过置位电压Von和Voff，可防止噪声造成的任何不正常工作。
(1-4)由于存在两种输出信号，或电流流入输出和电流流出输出，恒流通/断型保持电路50上的自由程度位于最后级。
第一实施例的极性反转检测电路使用包括如[I](3)节中描述的恒流通/断开关51的恒流通/断型保持电路50。恒流通/断型开关51具有(1-5)和(1-6)节描述的优点，而恒流通/断型保持电路50具有(1-7)节描述的优点。
(1-5)恒流通/断型开关51可独立确定导通状态期间的电流ion和用于区分导通状态和断开状态的阈值电流ith。当恒流源型电流放大器，例如，图5(b)和5(d)所示电路，和开关型电流放大器采用诸如图6(b)和图6(e)所示电路时，由能带隙电压和电阻确定导通状态期间的电流ion和用于区分导通和断开状态的阈值电流ith，比值ion/ith不受温度变化或产品分散的影响。
(1-6)导通状态期间恒流通/断开关上的电流ion和用于区分导通状态和断开状态的阈值电流ith必须以它们大于噪声电平的方式产生。然而，由于比值ion/ith稳定，即使电流ion降低使该比值减小，恒流通/断开关可以以有保证的方式工作。另外，由于可降低电流ion，因而可降低能耗量。
(1-7)恒流通/断型保持电路50将作为导通或断开的电流全部流向作为输出电路的电流镜像电路M11和M12以及光耦合器电路52。因此，它是一个高效保持电路。
因此，图1所示极性反转检测电路具有如下列部分所示结果。
(1-8)不需要差分计算运算所必需的具有较大电容的常规电容器，等待期间能耗量几乎降为零。
(1-9)可防止等待期间的不正常工作。
(1-10)极性反转期间，由于可得到恒定电平的触发电流Ita和Itb而电压变化速度dV/dt无关，可获得防噪声的极性反转检测电路。
(1-11)仅由能带隙电压根据电路中的晶体管规格和电阻确定边沿检测电路30A和30B的电流值Itri、处在导通状态的恒流通/断型保持电路50上的恒流值ion和提供用来区分到恒流通/断型保持电路50上的导通状态和断开状态的输入触发电流阈值电流ith。因此，即使环境温度改变，比值(ion/ith)∶(Itri/ith)保持不变。因此，即使每个电流值降低并且电流之间的边界为预定小量(电流比值为预定小量)，也可进行有保证的操作。故而可降低电能消耗量，并可以大量并行电路形成使用根据本发明电路的通信端。
(1-12)在极性反转边沿检测电路中不使用任何电容器。因此，正如输入振铃信号时，在较短时间周期内出现数个极性反转。此外，当通信线之间的电压依据通信线上极性不同时，电流值保持不变，而与出现极性反转时的频率无关。从而使通信线上的平衡保持稳定。
(1-13)由于边沿检测电路30A和30B的输出信号处在″或″门电路40中的“或”状态，现有技术的两个保持电路可减少为一个恒流通/断型保持电路50。因此，可减少电路数量并可减少外部连接部件(例如电容器和光耦合器)。
《第二实施例》图27说明根据本发明第二实施例的极性反转检测电路的构成。与图1所示元件相同的元件采用共同参考标号。
极性反转检测电路用于远端装置以便从一对通信线L1和L2检测作为开始信号或释放信号的极性反转信息。极性反转检测电路具有一个对流经通信线L1和L2的电流进行全波整流以输入恒定极性电压的全波整流器20，检测开始信号或释放信号上极性反转边沿并输出第一边沿检测触发电流Ita的第一边沿检测电路30A，和检测开始信号或释放信号上极性反转边沿并输出第二边沿检测触发电流Itb的第二边沿检测电路30B。全波整流器20和边沿检测电路30A和30B具有与第一实施例所述的相同结构，并且它们以与第一实施例所述的相同方式连接到通信线L1和L2。
在全波整流器20的正极端(+)和负极端(-)之间连接恒流通/断&转换型保持电路60。来自边沿检测电路30A和30B的触发电流Ita和Itb分别输入到恒流通/断&转换型保持电路60。另外，输入来自外部电路的复位信号。恒流通/断&转换型保持电路60有三个输出端。三个输出端分别表示对应于通信线L1上极性反转前沿的逻辑Q1、对应于通信线L2上前沿的逻辑Q2、和对应于是否出现极性反转的逻辑(Q1+Q2)。就是说，表示三个状态，或(Q1＝1&Q2＝0)、(Q1＝0&Q2＝1)以及(Q1＝Q2＝0)。
下面分别描述如图27所示恒流通/断&转换型保持电路60的结构和操作[IV]以及极性反转检测电路的操作[V]和效果[VI]。
(1)电流转换型开关63的结构和功能图29(a)和(b)说明图28所示电流转换型开关63的具体电路实例。
图29(a)所示电路具有四个NPN晶体管Tr131至Tr134。晶体管Tr131的集电极和电源正端之间连接负载电阻Rc1。晶体管Tr132的集电极和电源正端之间连接负载电阻Rc2。晶体管Tr131的集电极和晶体管Tr132的基极之间连接电阻器Rb1。而晶体管Tr132的集电极和晶体管Tr131的基极之间连接电阻器Rb2。
晶体管Tr133和Tr134的基极分别作为电流转换型开关63的置位输入端S和复位输入端。晶体管Tr133和Tr134的组合形成触发输入缓冲晶体管。作为触发输入缓冲晶体管的晶体管Tr133的集电极连接到晶体管Tr131的集电极。作为触发输入缓冲晶体管的晶体管Tr134的集电极连接到晶体管Tr132的集电极。
晶体管Tr131至134的发射极全部连接到电源负端。负载电阻Rc1的两端作为电流输出端Q，而负载电阻Rc2的两端作为电流输出端Q/。光耦合器64和65(未示出)连接到电流输出端Q和Q/。
图29(b)所示电路也有四个NPN晶体管Tr141至Tr144。晶体管Tr141的集电极和电源正端之间连接负载电阻Rc3。晶体管Tr142的集电极和电源正端之间连接负载电阻Rc4。晶体管Tr141的集电极和晶体管Tr142的基极之间连接电阻器Rb3。而晶体管Tr142的集电极和晶体管Tr141的基极之间连接电阻器Rb4。
晶体管Tr143和Tr144的基设分别连接到置位输入端S和复位输入端。晶体管Tr143和Tr144的组合形成触发输入缓冲晶体管。作为触发输入缓冲晶体管的晶体管Tr143的集电极连接到晶体管Tr142的基极。作为触发输入缓冲晶体管的晶体管Tr144的集电极连接到晶体管Tr141的基极。
晶体管Tr141至144的发射极全部连接到电源负端。负载电阻Rc3的两端作为电流输出端Q，而负载电阻Rc4的两端作为电流输出端Q/。
图29(a)和(b)所示电路是熟知的正反馈环路电路。例如，当晶体管Tr131或晶体管Tr132之一开始变成导通状态时，另一个则开始变成截止状态。可由从置位输入端S或复位输入端R输入的触发电流将晶体管Tr131和Tr134中的任何一个转入导通状态，在稳定状态下，一个晶体管处在导通状态，而另一个晶体管处在截止状态。晶体管Tr141和Tr142的操作与晶体管Tr131和Tr132的操作相同。
(2)接口电路61的结构图30(a)至(d)和图31至(b)说明图28中接口电路的具体电路实例。
接口电路61的结构在连接在输入端IN1和IN2的第一电路与连接到输出端O3的恒流通/断型开关62之间，以及第一电路和连接到输出端O2和O3的电流转换型开关63之间，接口电路61确定相同电流方向(端子IN1→端子O1)和(端子IN2→端子O2)，以便可通过来自第一电路的输出电流良好地操作恒流通/断型开关62和电流转换型开关63。此外，接口电路61实现输入端IN1和IN2之间的″或″操作并确定相同电流方向((端子IN1和IN2)→端子O3)。
由内部电流镜像电路使电流方向反向，由线″或″门结构进行″或″运算。当触发脉冲电流输入到输入端IN1时，将其发送到两个端子O1和O3。当触发脉冲电流输入到输入端IN2时，将其发送到端子O2和O3。
图30(a)示出输入导通和截止电流并具有两个公用端COM连接到电源V-的电流镜像电路M21和M22的接口电路。输入端IN1连接到接口电路中的输出端O1和连接到电流镜像电路M21中的输入端I。电流镜像电路M21中的输出端O经线″或″门61a连接到接口电路中的输出端O3。输入端IN2连接到接口电路中的输出端O2并连接到电流镜像电路M22中的输入端I。电流镜像电路M22中的输出端O经线″或″门61a连接到输出端O3。
图30(b)也示出输入导通和截止状态的接口电路，该接口电路具有两个其公用端连接到电源V-的电流镜像电路M23和M24，和其公用端连接到电源V+的电流镜像电路M25。输入端IN1连接到接口电路中的输出端O1，并连接到电流镜像电路M23中的输出端O1。电流镜像电路M23的输出端连接到电流镜像电路M25中的输入端I。输入端IN2连接到接口电路中的输出端O2，并连接到电流镜像电路M24中的输入端I。电流镜像电路M25中的输出端连接到接口电路中的输出端O3。
图30(c)示出输入导通和截止流出电流的接口电路，该接口电路具有两个其公用端连接到电源V+的输出端电流镜像电路M26和M27。输入端IN1连接到电流镜像电路M26的输入端，而输入端IN2连接到电流镜像电路M27的输入端I。电流镜像电路M26的一个输出端连接到接口电路的输出端O1，另一个输出端经线″或″门61c连接到接口电路的输出端O3。电流镜像电路M27的一个输出端连接到接口电路的输出端O2，而另一个输出端经线″或″门61c连接到输出端O3。
图30(d)也示出输入导通和截止流出电流的接口电路，该接口电路具有两个其公用端COM连接到电源V+的输出端的电流镜像电路M28和M29，和其公用端连接到电源V-的电流镜像电路M30。输入端IN1连接到电流镜像电路M28的输入端I，而输入端IN2连接到电流镜像电路M29的输入端I。电流镜像电路M28的一个输出端连接到接口电路输出端O1，而另一个输出端经线″或″门61d连接到电流镜像电路M30的输入端I。电流镜像电路M29的一个输出端连接到接口电路的输出端O2，而另一个输出端经线″或″门61d连接到电流镜像电路M30的输入端I。电流镜像电路M30的输出端O连接到接口电路的输出端O3。
图31(a)示出其输入端具有电流流入和流出两种模式的接口电路。接口电路具有两个负极都连接到电源V-的二极管d61和d62。输入端IN1的电流流入侧连接到接口电路的输出端O1，并连接到二极管d61的正极。输入端IN2的电流流入侧连接到接口电路的输出端O2，并连接到二极管d62的正极。输入端IN1和IN2的电流输出侧以线″或″门方式连接(线″或″门61e)，并连接到接口电路的输出端O3。
图31(b)示出其输入端具有电流流入和流出模式的接口电路，该接口电路具有两个负极都连接到电源V-的二极管d63和d64，和一个其公用端连接到电源V+的电流镜像电路M31。输入端IN1的电流流入侧连接到接口电路的输出端O1，并连接到二极管d63的正极。输入端IN2的电流流入侧连接到接口电路的输出端O2，并连接到二极管d64的正极。输入端IN1和IN2的电流输出侧以线″或″门方式连接(线″或″门61f)。线″或″门61f的输出侧连接到电流镜像电路M31的输入端，而电流镜像电路M31的输出端连接到接口电路的输出端。
图30(a)和(c)以及图31(a)说明分别用于位于最后级并由流出电流触发信号变为导通状态的恒流通/断型开关62(例如，如图16、图18、图20、图21、和图22所示)的接口电路。图30(b)和(d)以及图31(b)说明分别用于由流入电路变为导通状态的接口电路(例如，如图17和图19所示)。
(3)恒流通/断&转换保持电路60的操作等待期间，触发电流Ita和Itb的电流以及外部复位信号为零，恒流通/断型开关62处在截止状态。当恒流通/断型开关62处在截止状态时，没有电流流过电流转换型开关63和与电流转换型开关63串联的电流镜像电路M20，二者夹在电源V+和电源V-之间，电流镜像电路M20不流过输出电流。另外，光耦合器64和65不流过电流。
在此，当从输入端IN1输入触发电流Ita时，触发电流Ita从接口电路61提供给电流转换型开关63和恒流通/断型开关62相应的置位输入端S。结果是，恒流通/断型开关62变为导通状态，电流流过电流转换型开关63和电流镜像电路M20，并因此从电流镜像电路的输出端O流出恒定电流。
此时，当置位输入电流输入到电流转换型开关63输入端的置位端时，从电流输出端Q输出电流。因此，电流流过光耦合器64。另外，不从电流输出端Q/输出电流并且电流不流过光耦合器65。
当通过处在等待状态的输入端IN2输入触发电流Itb时，触发电流Itb从接口电路61提供给电流转换型开关63的复位输入端R和恒流通/断型电流开关62的置位输入端S。结果是，恒流通/断型开关62变为导通状态，电流流过电流转换型开关62和电流镜像电路M20，并因此从电流镜像电路M20的输出端O输出恒定电流。
此时，当电流转换型开关63输入复位信号时，从电流输出端Q/输出电流。因此，电流流过光耦合器65。另外，不从电流输出端Q输出电流，并且电流不流过光耦合器64。
当恒流通/断型开关62处在导通状态时，向恒流通/断型开关62的复位输入端R输入触发电流使恒流通/断型开关63变为截止状态和等待状态。
当恒流通/断型开关62处在导通状态时，光耦合器64根据从电流转换型开关63的输出端Q输出的电流处于导通状态，光耦合器65处于截止状态，电流镜像电路M20继续输出恒定电流，当从输入端IN2输入触发电流Itb时，该触发电流输入到电流转换型开关63的复位输入端R和恒流通/断型开关62的置位输入端R。因此，从输出端Q/送出电流并流入光耦合器65，并停止从输出端Q送出电流。就是说，电流不流过光耦合器64。电流镜像电路M20继续输出恒定电流。
当恒流通/断型开关62处在导通状态时，光耦合器65根据从电流转换型开关63的输出端输出的电流处于导通状态，光耦合器64根据不从输出端Q提供电流处于截止状态，电流镜像电路M20继续输出恒定电流，当从输入端IN1输入触发电流Ita时，触发电流输入到电流转换型开关63和恒流通/断型开关62的置位输入端S。输出端Q输出流过光耦合器64的电流。输出端Q/停止提供电流并且电流不流过光耦合器65。电流镜像电路M20继续输出恒定电流。
综上所述，恒流通/断型开关62接收复位信号时，所有输出返回截止状态。当从输入端IN1输入触发电流Ita时，光耦合器64变为导通状态，光耦合器65变为截止状态。当从输入端IN2输入触发电流Itb时，光耦合器65变为导通状态，光耦合器64变为截止状态。当输入来自输入端IN1的触发电流或来自输入端IN2的触发电流时，电流镜像电路M20变为导通状态以输出电流。就是说，保持极性反转检测的结果。仅需要将恒流通/断型开关62、电流转换型开关63、和电流镜像电路M20串联，除去对接口电路做必要的细微调整的事实外，能够以它们的任何串联排列顺序以相同方式操作该电路。
图27所示极性反转检测电路的操作图32是图27所示极性反转检测电路操作的定时图。参考图32，详细描述第二实施例的极性反转检测电路的操作。
依据是接收通信线L1和L2上的开始信号还是释放信号，通信线L1和L2上的极性反转方向相反。首先，下面将描述当出现极性反转时，电路从通信线L1处于低电位而通信线L2处于高电位的第一状态变为通信线L1处于高电位而通信线L2处于低电位的第二状态的操作。
当极性反转开始时，电位从通信线L2向通信线L1逐渐降低，通信线L1和L2之间的电位差变为零。当电位差变位零时，整个电路的电流变为零，整个电路清零。
此外，当极性反转继续进行时，电位从通信线L1向通信线L2升高，并根据通信线L1和L2之间的电位差从全波整流器20向恒流通/断&转换型保持电路60提供电源电压，恒流通/断&转换型保持电路60达到正常的可操作状态。
边沿检测电路30A和30B的接地端G连接到负极端(-)，因此由整流二极管的正向电压将接地端G的电位嵌位到比通信线L1和L2之间的低电位侧(此时L2是低电位侧)高的电位。
边沿检测电路30A的输入端连接到通信线L1。在边沿检测电路30A的输入端和接地端G之间，由整流二极管的正向电压施加比通信线L1和L2之间电位低的电压。当极性反转继续进行时，该电压超过电流开始流动时的电压Von并且电流Itri开始流过边沿检测电路30A。当电压进一步升高并超过无电流流动的电压Voff时，电流Itri变为零。此后，即使电压继续升高仍无电流流过。边沿检测电路30A仅在极性反转转变时间内电压在Von和Voff之间期间内输出与电流Itri成正比的触发电流Ita。即进行伪差分计算。另外，边沿检测电路30B的输入端连接到处于低电位的通信线L2。由于由整流二极管的正向电压在输入端和接地G之间施加低电压，没有电流流过。因此，不从边沿检测电路30B输出触发电流。
从边沿检测电路30A和30B作为边沿检测触发信号输出的触发电流输入到恒流通/断&转换型保持电路60的接口电路61。接口电路61通过处理来自边沿检测电路30A和30B的边沿检测触发电流的信号电平产生开始对电流转换型开关63进行转换操作的触发信号，和通过处理和″或″运算信号电平产生使恒流通/断型开关62变为导通状态的触发电流。
等待期间，恒流通/断&转换型保持电路60不流过电流。当恒流通/断&转换型保持电路60从边沿检测电路30A接收触发电流Ita时，使恒流通/断型开关62变为导通状态，使恒定电流作为电流转换型开关63的公用电流，并从电流转换型开关62的输出端Q输出电流(因此光耦合器64变为导通状态)。
同样，当从边沿检测电路30B接收触发电流Itb时，恒流通/断&转换型保持电路60使电流转换型开关62变为导通状态，使公用恒定电流流过电流转换型开关63，并从电流转换型开关63的输出端Q/输出电流(并使光耦合器65变为导通状态)。
由于来自控制电路的复位信号使恒流通/断型开关62变为截止状态，电流转换型开关63的公用电流变为零并且不从输出端Q和Q/输出电流，因此光耦合器64和65变为截止状态。
依据极性反转方向，仅有边沿检测电路30A或边沿检测电路30B之一检测极性反转边沿，操作电路分别输出触发脉冲电流Ita或Itb。因此，从恒流通/断&转换型保持电路60的输出端Q或输出端Q/输出电流。当恒流通/断&转换型保持电路60不需要保持极性反转信息时，如同终止通信时，由从控制电路输出的复位信号复位恒流通/断&转换型保持电路60并返回等待状态(即，Q1＝Q2＝0，无电流流过)。
例如，当未从控制电路接收复位信号而出现极性反转时，如同输入振铃信号时，边沿检测电路30A和30B根据极性反转交替输出触发电流Ita和Itb。因此，恒流通/断&转换型保持电路60交替从输出端Q和Q/输出电流。接下来，根据最后极性状态从输出端Q或输出端Q/输出电流。
这种情况下，还是当恒流通/断&转换型保持电路60不需保持极性反转信息时，如同通信结束时，由来自控制电路的复位信号复位并返回等待状态。
图27所示极性反转检测电路的结果如上所述，第二实施例的极性反转检测电路具有使用与第一实施例中描述的相同的边沿检测电路30A和30B检测通信线L1和L2上极性反转的结构。它具有与第一实施例中部分(1-1)至(1-7)描述的相同优点。此外，第二实施例的极性反转电路具有恒流通/断&转换型保持电路60。
在恒流通/断&转换型保持电路60中，与图1所述相同根据恒流通/断型开关62的恒定电流确定流过光耦合器64和65的电流量。因此，一个电阻器确定两个电流而没有分散。在现有方式中，为使从光耦合器64和65二者的输出分别对应于开始和释放，根据相应的光耦合器需要两个保持电路。因此，存在出现二者变为导通状态的不正常工作的可能性。然而，在本发明的实施例中，由一个由少量部件构成的电路准备三种输出状态(即，仅光耦合器64导通、仅光耦合器65导通、和二者截止)，因此防止出现二者导通的任何不正常工作的情况。
因此，图27所示极性反转检测电路具有下列(2-1)至(2-7)的优点(2-1)不需要现有方式中差分操作所需的大电容电容器，并实现等待期间几乎无能耗；(2-2)可防止等待期间的不正常工作；(2-3)当出现极性反转时，获得与电位变化速度dV/dt无关的恒定电平触发电流Ita和Itb的恒定电平。因此，可实现防噪声的极性反转检测电路；(2-4)极性反转电路具有由电路中的晶体管规格的比值确定的能带隙电压和电路中的电阻确定边沿检测电路30A和30B的电流值Itri、恒流通/断&转换型保持电路60处于导通状态时的恒流值ion、和将恒流通/断&转换型保持电路60分成导通状态或截止状态的输入触发电流阈值电流ith这三种电流值的结构。因此，即使环境温度改变，(ion/ith)和(Itri/ith)的比值可保持常数值。因此，即使每个电流值降低并且电流值中的边限较小(电流比较小)，可实现有保证的操作。因此，可降低耗电量，通过高度并行电路的结构可获得如上所述使用极性反转电路的通信终端装置。
(2-5)由于极性反转边沿检测电路中不采用电容器，即使当在较短时间周期出现数个极性反转和当通信线之间的电压依据正和负电位状态不同时，正如输入振铃信号时，电流值保持不变。因此，不破坏通信线上的平衡；(2-6)可减少电路数量和外连部件(例如，电容器和光耦合器)数量；(2-7)正如振铃信号，即使在较短时间周期内出现数个极性反转，可保证从输出端Q和Q/交替输出电流。因此，控制电路(未示出)通过确定其频率在较短时间周期内不用复位即可检测数个交替输出和振铃信号。
《第三实施例》图33说明根据本发明第三实施例的慢速极性反转检测电路的整体结构。
当电话线不忙时可提供远程通信。普通通信和远程通信之间存在下列区别普通通信普通极性反转(约需10ms)+振铃(振铃信号)；和远程通信慢速极性反转(约需290ms)+没有振铃。
现有极性反转电路和第一和第二实施例的极性反转检测电路可检测上述两种极性反转，但不能区分慢速极性反转和普通极性反转，其中慢速极性反转的时间比普通极性反转的时间长得多。因此，只能通过检测极性反转后是否发出振铃信号区分上述两种通信。
当通信线未用于普通通信时普通通信可比远程通信具有100％的优先权。因此，对于连续通信，在尽可能短的时间内完成远程通信很重要。该通信线不能提供数秒用于确定是否接收振铃信号。第三实施例的慢速极性反转检测电路检测慢速极性反转，即从普通反转区分出慢速极性反转。这样立即允许远程通信处理开始，而与是否跟有振铃信号无关。
图33所示慢速极性反转检测电路具有两个整流器100和110。以全波整流的第一整流器100形成通信线L1和L2之间的电压并向下一个电路提供电源V+和V-。第二整流器110对通信线L1和L2之间的电压整流并经电流控制电阻器70向供电电容器Cp30的一极提供电源。电容器Cp30的另一极连接整流器100的负极端(-)。在电流控制电阻器R70和电容器Cp30之间的连接点与负极端(-)之间，连接两个极性反转后沿检测电路120和130，以及一个恒流通/断单稳态多谐振荡器。
极性反转后沿检测电路120、全波整流器100、整流器110、电阻器R70和电容器Cp30构成第一极性反转后沿检测电路K1(下文描述)，用于检测在通信线L1上其电位下降为(H→O)的极性反转后沿。极性反转后沿检测电路130、全波整流器100、整流器110、电阻器R70和电容器Cp30构成第二极性反转后沿检测电路K2(下文描述)，用于检测在通信线L2上其电位下降为(H→0)的极性反转后沿。作为第一检测信号发生电路，″或″门电路150设置在极性反转后沿检测电路120和130外侧。因此，处理从极性反转后沿检测电路120和130输出的触发电流，该结果输入到恒流通/断单稳态多谐振荡器140。单稳态多谐振荡器140输入来自″或″门电路150的触发电流并输出恒流脉冲(即，用于屏蔽普通通信上极性反转检测的脉冲)。
在通信线L1和全波整流器的负极端之间连接极性反转前沿检测电路160，以便当通信线L1上电位升高(O→H)时检测极性反转前沿。在通信线L2和全波整流器100的负极端之间连接第二极性反转前沿检测电路170，以便当通信线L2上电位升高(0→H)时检测极性反转前沿。″或″门电路190作为第二检测信号发生电路设置在极性反转前沿检测电路160和170外侧以便处理从极性反转前沿检测电路160和170输出的触发电流。另外，″或″门电路180设置在恒流通/断单稳态多谐振荡器140外侧作为复位脉冲发生电路，对应于来自控制电路的外部复位信号和来自恒流单稳态多谐振荡器140的输出信号。
全波整流器100的正和负极端连接保持电路200，向其提供电源V+和V-。保持电路200的置位输入端S连接″或″门电路190，而保持电路200的复位输入端R连接″或″门电路180。构成保持电路200以便根据来自相应″或″门电路180和190的脉冲电流保持极性反转信息并输出到控制电路。
极性反转前沿检测电路160和170具有与边沿检测电路30A和30B相同的内部结构。当输入端和接地端之间施加的电压从Von到Voff(条件是Von＜Voff)范围内时，极性反转前沿检测电路160和170分别使用输出恒定电流Itri的电路进行伪差分运算。具体地说，根据前沿输出触发电流Ita和Itb，其中具有低电位的通信线上低电位从零升高到较高电位。
极性反转后沿检测电路120和130(下文描述)具有使分别带有电流镜像二极管和防反向二极管的边沿检测电路30A和30B进行伪差分运算以检测极性反转后沿的结构。当电源正端和输入端之间的电位差在从VL到VH(条件是VL＜VH)的范围内时极性反转后沿检测电路120和130分别输出恒流Itri。具体地说，根据后沿输出触发电流，其中在连接极性反转后沿检测电路输入端的具有较高电位的通信线上，较高电位降到零。
向恒流通/断单稳态多谐振荡器140输入触发电流并输出保证电流脉冲。由于恒流通/断单稳态多谐振荡器140(下文详细描述)仅在电流流过时输出脉冲，因此，在等待期间不消耗电能。保持电路200有一个启动或截止电流流过的开关电路(在给予复位优先权的条件下，当输入置位信号时电流流过；当输入复位信号时无电流流过)，一个根据开关电路的输出输出电流的电流镜像电路，和一个以不同的接地电平向控制电路传送极性反转信息的光耦合器。例如，可以与第一实施例的图14中所示相同方式构成保持电路200。
″或″门电路150、180和190全部通过线″或″门结构实现对电流信号进行″或″运算。
接下来，在下列[VII]、[VIII]和[X]节分别描述图33所示慢速极性反转检测电路的结构和功能、慢速极性反转检测电路的操作、和慢速极性反转检测电路的结果。
慢速极性反转后沿检测电路K1和K2的结构和功能下面在[VII](1)和[VII](2)小节分别描述极性反转后沿检测电路K1和K2，以及恒流单稳态多谐振荡器140。
(1)极性反转后沿检测电路K1和K2由用于检测输入脉冲后沿的脉冲后沿检测电路构成极性反转后沿检测电路。脉冲后沿检测电路将在[VII](1)(i)小节中描述。极性反转后沿检测电路的的结构和极性反转后沿检测电路K1和K2的操作分别在[VII](1)(ii)和[VII](1)(iii)小节中描述。
(1)(i)脉冲后沿检测电路图34说明脉冲后沿检测电路的结构。
脉冲后沿检测电路具有一个后沿检测电路210和一个峰值保持电路220。后沿检测电路210具有一个电路211、两个线性电流镜像电路M40和M41和防电流反向二极管212。在电路211中，在预定恒压范围内流过恒定电流。这样也用于极性反转前沿检测电路。第一线性电流镜像电路M40具有一个电流流出输入端Ip、两个电流流出输出端Op1和Op2、和一个电流流入的公用端COMp，电流流入的总量等于流经两个电流流出输出端Op1和Op2的总电流。第二线性电流镜像电路M41具有一个电流流入输入端In1、两个电流流入输出端On1和On2、和一个电流流出的公用端COMn，电流流出量等于流出两个电流流出输出端On1和On2的总量。峰值保持电路220具有一个整流二极管和一个用于保持峰值的电容器222。
为形成在给定恒压范围内流过恒定电流的电路211，可采用第一实施例中图13(a)和图13(d)中所示的恒流电路。
图35示出依据图34所示在预定恒压范围内流过恒定电流的电路211的输入电压和输出电流的波形。
对于后沿检测电路210中的连接，电流镜像电路M40的公用端COMp作为后沿检测电路210的电源正端，而电流镜像电路M41的公用端COMn作为后沿检测电路210的电源负端。另外，电流镜像电路M40的输入端Ip连接到电路211的电流流入端。此外，电路211的电流流出端连接到防反向电流二极管212的正极。电流镜像电路M41的输入端In连接到输出端Op1。
二极管212的负极连接到电流镜像电路M41的输出端On1，作为后沿检测电路210的输入端IN。电流镜像电路M40的输出端Op2和电流镜像电路M41的输出端On2是后沿检测电路210的输出端OUT，但如果不需要可将输出端Op2或输出端On2省略。
在峰值保持电路220中，二极管221的正极作为一个输入端，二极管221的负极作为一个输出端，电容器222连接在输出端和接地端之间。对于脉冲后沿检测电路中的连接，后沿检测电路210的输入端和峰值保持电路220的输入端都连接到信号线L，峰值保持电路220的输出端连接到后沿检测电路210电源正端COMp。后沿检测电路210的电源负端COMn和峰值保持电路220的接地线连接到信号地线Lg。
可构成后沿检测电路210中的电流镜像电路M40作为电路211的一部分，其具体实例在图36中示出。
图36(a)和(b)是图34所示后沿检测电路210的具体电路实例。
图36(a)所示边沿检测电路具有四个其发射极连接到电源正端的PNP晶体管Tr151至Tr154。晶体管Tr151的集电极连接到齐纳二极管d71的负极，而二极管d71的正极连接到齐纳二极管d72的负极。二极管d72的正极连接到Tr155的集电极和基极，而Tr155的发射极连接到电阻器Rth的一端。晶体管Tr152的集电极连接到Tr151至Tr154的基极，并连接到两个PNP晶体管Tr156和Tr157的发射极。晶体管Tr156的集电极连接到晶体管Tr156和Tr157的基极并连接到NPN晶体管Tr158的集电极。晶体管Tr158的发射极连接到电阻器Ron的一端。
晶体管Tr157的集电极连接到齐纳二极管d73的负极，而齐纳二极管d73的正极连接到晶体管Tr158和NPN晶体管Tr159的基极以及NPN晶体管Tr159和NPN晶体管Tr160的集电极。晶体管Tr160的基极连接到晶体管Tr155的基极。
电阻器Rth的另一端、电阻器Ron的另一端、晶体管Tr159和Tr160的发射极连接到二极管d74的正极。二极管d74等同于图34所示二极管。二极管d74的负极连接到NPN晶体管Tr161的集电极。晶体管Tr153的集电极连接到晶体管Tr161的基极，和NPN晶体管Tr163的基极和集电极，以及晶体管Tr163的基极。晶体管Tr161至Tr163的发射极接地。晶体管Tr154的集电极作为电流镜像电路M40的输出端Op2，而晶体管Tr163的集电极作为电流镜像电路M41的输出端On2。
在图36(b)所示具体电路实例中，四个NPN晶体管Tr171至Tr174的发射极连接到电源正端。晶体管Tr171的集电极连接到晶体管Tr171至Tr174的基极，并连接到齐纳二极管d75的负极。二极管d75的正极连接到NPN晶体管Tr175的发射极，而晶体管Tr175的集电极连接到齐纳二极管d76的负极。二极管d76的正极连接到NPN晶体管Tr176的集电极和基极，而晶体管Tr176的发射极连接到电阻器Rth的一端。
晶体管Tr172的集电极连接到PNP晶体管Tr177的发射极。晶体管Tr177的集电极连接到晶体管Tr177和晶体管Tr175的基极，并连接到PNP晶体管Tr178和Tr179的发射极。晶体管Tr178的集电极连接到PNP晶体管Tr180的发射极，而晶体管Tr180的集电极连接到晶体管Tr180和Tr182的基极并连接晶体管Tr181的集电极。晶体管Tr181的发射极连接电阻器Ron的一端。
晶体管Tr179的集电极连接到晶体管Tr178和Tr179的基极，并连接PNP晶体管Tr182的发射极。晶体管Tr182的基极连接晶体管Tr180的基极。晶体管Tr182的集电极连接NPN晶体管Tr183的集电极和基极、晶体管Tr181的基极、以及晶体管Tr184的集电极。晶体管Tr184的基极连接到晶体管Tr176的基极。
另外，晶体管Tr173的集电极连接NPN晶体管Tr185的发射极。晶体管Tr174的集电极连接到PNP晶体管Tr186的发射极。晶体管Tr185和Tr186的基极连接到晶体管Tr177的集电极。
电阻器Rth的另一端、电阻器Ron的另一端、晶体管Tr183的发射极、和晶体管Tr184的发射极连接到二极管d77的正极。二极管d77等同于图34所示二极管。二极管d77的负极连接到NPN晶体管Tr187的集电极，而晶体管Tr187的发射极接地。晶体管Tr185的集电极连接到晶体管Tr187的基极、和NPN晶体管Tr188的基极和集电极、以及NPN晶体管Tr189的基极。
晶体管Tr186的集电极作为电流镜像电路M40的输出端Op2，而晶体管Tr189的集电极作为电流镜像电路M41的输出端On2。
以从VL到VH(其中O＜VL＜VH＜Vp)范围内流过电流的方式设计在预定恒压内流过恒定电流的电路211，其中VL表示电流开始流过时的电压、VH表示电流停止流过时的电压、Vp表示输入脉冲的峰值。
形成从电流流出输入端Ip到电流流入输出端On1(Ip→Op1→In→On1)回路的通路上的环路电流放大因数被置位为几乎为1。在电流放大因数小于1的情况下，当输出后沿检测触发电流时输入电流开始流动。另外，在电流放大因数等于或大于1的情况下，当输出后沿检测触发电流时输入电流开始流入。当电流放大因数几乎为1时对输入电流的影响最小。
接下来，描述图34所示脉冲后沿检测电路的操作。
当输入信号线L上电位为零时，当然各处都无电流流过。当输入脉冲前沿时，峰值保持电路220充电并保持脉冲电压的峰值，并将其提供给后沿检测电路210的电源正端COMp。后沿检测电路210输入端IN的电平与输入脉冲的峰值电压相同。
在该状态，在不向后沿检测电路210中的电路211施加电压，因此无电流流过。当输入脉冲的升高速度较大时，防反向电流二极管212防止反向电压施加到电路211。
当电容器222的充电结束时，没有电流流入峰值保持电路220。一个输入脉冲的后沿周期期间，根据输入脉冲的降低而降低后沿检测电路210的输入端IN上的电压。然而，电源正端COMp保持在从峰值保持电路220输出的脉冲的峰值电压。在后沿检测电路210的电源正端COMp和输入端IN之间，施加脉冲的峰值电压和来自输入端IN的输入电压之间的电压差ΔV。当忽略电流镜像电路M40和防反向电流二极管212中的电压降(以二极管的正向电压表示)时。电压ΔV施加到电路211。
当电压ΔV达到使电路开始流过电流的电压VL时，电流开始流经电路211，然后流经电流镜像电路M40和M41，因此，后沿检测电路210开始输出电流。
当电流放大因数小于1时，由于流经电路211的电流和流经放大流入电路211的电流的两个电流镜像电路M40和M41(Ip→Op1→In→On1)的放大电流之间的电流差流经输入端IN，电流流出输入端。反之，当电流放大因数等于或大于1时，电流流入。此外，当电流放大因数为1时，电流流入量最小。
当输入信号的电压下降并且电压ΔV增加达到无电流流过的电压VH时，没有电流流经电路211、电流镜像电路M40和M41以及后沿检测电路210。
如上所述，当脉冲后沿上的电压ΔV在VL和VH之间时，在较短时间内流过由电路211确定的恒定电流。进行伪差分运算以检测脉冲后沿。使用峰值保持电路220中的电容器222中累加的电能进行该运算。当输入电平返回零时，没有电流流经后沿检测电路210和峰值保持电路220。因此，峰值保持电路220保持用于检测后沿并输出其检测信号的电荷，并准备下一个脉冲后沿检测。就是说，检测脉冲后沿并因此输出如图35所示触发电流。
如上所述的脉冲后沿检测电路具有下列优点。
(1)可检测输入脉冲的后沿；(2)不使用任何电容器可实现差分运算电路(伪差分运算)；(3)可获得恒定触发输出电流而与脉冲后沿的速度dV/dt无关；和(4)除脉冲边沿检测期间外，电能消耗量可为零。
(1)(ii)第一和第二极性反转后沿检测电路的结构图37说明极性反转后沿检测电路K1的结构在图33所示慢速极性反转检测电路中，连接平衡通信线L1和L2的第一和第二极性反转后沿检测电路取决于图34所示脉冲后沿检测电路。图37中示出第一极性反转后沿检测电路K1的一个具体实例。
以图34所示脉冲后沿检测电路中的峰值保持电路220替代如图33所示包括全波整流器110、电流控制电阻器R70和电源电容器Cp30的峰值保持电路220a的方式构成极性反转后沿检测电路K1。此外，加入用于向连接到峰值保持电路220a的电路提供电能的全波整流电路100。因此，设计极性反转后沿检测电路120的电路结构与极性反转后沿检测电路210的结构相似。
在从第一电流镜像电路M40的电流流出输入端Ip到电流流入输出端On1(Ip→Op1→In→On1)的极性反转后沿检测电路210(120)中确定通路上的环路电流放大因数大于1。构成在预定恒压范围内流过恒定电流的恒流电路211，以使电流在VL至VH内流过(条件是0＜Op1＜In＜On1)，其中VL表示电流开始流过时的电压、VH表示电流停止流过时的电压、Vp表示等待期间通信线之间的电压。以电流在从VL至VH的电压范围内流过(条件是0＜VL＜VH＜Vp)的方式设计在预定恒压范围内流过恒定电流的恒流电路211。通信线L1连接到极性反转后沿检测电路210的输入端I。从而检测其中通信线L1上的电位趋于零(H→0)的极性反转后沿。
虽然第二极性反转后沿检测电路K2(未示出)具有与第一极性反转后沿检测电路K1相似的结构，使用图34所示后沿检测电路210构成极性反转后沿检测电路130。通信线L2连接到极性反转后沿检测电路130的输入端IN。从而检测其中通信线L2上的电位趋于零(H→0)的极性反转后沿。
作为该部分的结果，为检测两条通信线L1和L2上的极性反转后沿，分别需要用于通信线L1和L2的两个极性反转后沿检测电路120和130。然而，可共用全波整流器100和全波整流峰值保持电路220a。
(1)(iii)极性反转后沿检测电路K1和K2的功能下面依据其操作描述第一和第二极性反转后沿检测电路的功能。
通信线L1上的电位趋于零(H→0)的极性反转后沿进行检测。
等待期间，由于整个电路上的电流消耗量是晶体管PN结的一点漏电流，全波整流器100的输出电压V+1和全波整流峰值保持电路220a的输出电压V+2二者几乎是等待期间通信线之间的电压。
当出现极性反转和通信线L1上的电压开始下降时，全波整流器100的输出电压V+1因此而下降。从全波整流器的正极端流向负载电阻(未示出)的电流是一个PN结的漏电流，并继续流动几乎没有改变。结果是，电流继续流向位于全波整流器100负极侧的二极管，因此，电源负端V-(例如接地)和通信线L2的低电位侧保持几乎相同的电平。
另外，全波整流峰值保持电路220a的输出电压V+2和电源负端V-之间的电压由电容器Cp30中存储的电荷保持在等待状态的电压。因此，作为通信线L1上电压下降的下降率的电压差ΔV被施加在峰值保持电路220a的输出电压V+2和通信线L1之间。当电压差ΔV达到电流开始流经极性反转后沿检测电路120中的电路211的电压VL时，电流流经极性反转后沿检测电路120，并因此开始流过极性反转后沿检测输出电流。
另外，在通信线L2上，流过流经电路211的电流和流经两个线性电流镜像电路M40和N41的放大电流之间的电流差。由于放大因数等于或大于1，流经通信线L1的电流是从交换机方向流出的。因此，存在下列结果(1)不因恒定电流操作而出现振动；形成正反馈操作以使通信线之间的电压较小；输入波形变尖；(2)从交换机侧观察，可认为慢速极性反转检测电路是一个负载(例如，当电流开始流出交换机时，将看到作为一个电源存在于通信端)；和(3)产生流经在负极性端(或负电源V-，即接地)和低电位通信线(即目前环境下的通信线L2)之间提供连接的全波整流器100的二极管的电流，以保证它们具有相等电位。
当极性反转继续进行并且通信L1和L2之间的电压变得接近零时，电压差ΔV变大。此外，当电压差ΔV达到无电流流过的电压VH时，极性反转后沿检测电路120上的电流再次变为零，极性反转后沿检测输出电流也返回零。
如上所述，在较短时间周期内当瞬时极性反转时间内电压差ΔV进入VL和VH之间的范围内时，流过由极性反转后沿检测电路120中的电路211确定的恒定电流，进行伪差分运算以检测脉冲后沿，其中通信线L1的电位趋于零(H→0)。
当极性反转继续进行并且通信线L1到达更低电位时，通信线L1上的电位和负电源V-(接地)的电位变得几乎相同。因此，大于VH的电压继续施加到极性反转后沿检测电路120，因此无电流流过。
当极性完全反转时，从已经充电到具有较高电位的通信线L2再次向电容器Cp30进行补偿充电，无电流流过，电路返回等待状态。
另外，具有极性反转后沿检测电路130的第二极性反转后沿电路以相同方式操作通信线L2。
因此，第一和第二极性反转后沿检测电路操作如下(1)检测其中通信线之间的电压趋于零(即，H→0)的极性反转后沿；(2)不使用电容器实现差分运算(伪差分运算)电路；(3)输出恒定触发输出电流而与极性反转速度无关；(4)除检测脉冲后沿的时间外电能消耗量为零；(5)初始电容器充电电流量较大。由于采用半波整流峰值保持电路，零电压状态存在较长时间，该期间由较小漏电流量对电容器放电。因此，流过与初始电容器充电电流相同的电流量，从而使操作不稳定。然而，一旦峰值保持电路已由全波整流器100充电，保留峰值电压上的充电，防止电路进入长时间的低电压状态，从而保证边沿检测电路的操作。
(2)恒流通/断单稳态多谐振荡器在此，描述可用作恒流通/断单稳态多谐振荡器140的第一恒流通/断单稳态多谐振荡器和第二恒流通/断单稳态多谐振荡器。在[VII](2)(i)小节中描述其第一恒流通/断单稳态多谐振荡器的结构，其功能在[VII](2)(ii)小节中描述。在[VII](2)(iii)小节中描述第二恒流通/断单稳态多谐振荡器的结构，其操作在[VII](2)(iv)小节中描述。
(2)(i)第一恒流通/断单稳态多谐振荡器的结构图38说明第一恒流通/断单稳态多谐振荡器的结构，图41是其波形的定时图。
第一恒流通/断单稳态多谐振荡器具有恒流通/断电路141A、开关电路142A、时间恒定电容器143A、第一线性电流镜像电路M50A、第二线性电流镜像电路M51A和一个施密特触发电路144A。恒流通/断电路141A进入导通状态，以便当其从置位输入端S接收输入触发脉冲电流Ii时允许恒定电流Ip流过。反之，恒流通/断电路141A进入截止状态，以便当其从复位输入端R接收输入触发脉冲电流On时不允许恒定电流Ip流过。导通期间，恒流通/断电路141A具有用于区分导通状态和截止状态的触发阈值电流Itri，和固定电流ion。开关电路142A从置位输入端S接收作为输入的触发信号时进入导通状态并进入短路状态(即，仅由导通状态电流控制电流流过)。当无电流流入时开关142A返回截止状态。开关电路142A具有一个触发阈值电流Itri，用于区分导通或截止状态。电流镜像电路M50A具有一个电流流出输入端Ip和数个电流流出输出端Op1、Op2和Op3，和一个流入输入和输出总电流的公用端COM。
电流镜像电路M51A具有一个电流流入输入端In及一个电流流入输出端On和一个公用端COM，输入及输出的总的电流流到COM端。施密特(Schmide)触发电路144A具有电压输入、电流输出的结构，并且其操作是利用作为负载的恒流源来进行。当输入电压是“低”电平时，没有电流输出，而当输入电压是“高”电压时，输出电流。
电流镜像电路M50A的公用端连到正电源端V+，电流镜像电路M50A的输入端连到恒流ON/OFF(开/关)电路141A中的电流流入端，电流镜像电路M50A的输出端OP1与OP2连接作为施密特触发电路144A的恒流负载。开关电路141A中的电流流出端连到在开关电路142A电流通路上的电流流入端、连到电容器143A的一个电极、还连到施密特触发电路144A的输入端。开关电路142A的电流流出端连到电流镜像电路M51A的输入端In。开关电路142A的置位输入端S连到施密特触发电路144A的输出端。电流镜像电路M51A的输出端On连到恒流开/关电路141A的复位输入端R。时间常数电容器143A的另一电极、电流镜像电路M51A的公用端以及施密特触发电路144A的地端都连到负电源V-。
恒流开/关电路141A的置位输入端S是恒流开/关单稳态多谐振荡器140的输入端。同时，电流镜像电流M50A的输出端OP3是恒流开/关单稳态多谐振荡器140的输出端。
图38(b)表示图38(a)所示的第一恒流开/关单稳态多谐振荡器的一个特殊示例。
电流镜像电路M50A是由4个PNP晶体管Tr201至Tr204组成，各个晶体管的发射极都连到正电源V+。晶体管Tr201至Tr204的基极都边到晶管Tr201的集电极。恒流开/关电路141A有2个PNP晶体管Tr205和Tr206与两个NPN晶体管Tr207和Tr208，Tr205和Tr206的相应发射极连到晶体管Tr201的集电极，而Tr207和Tr208的集电极分别连到晶体管Tr205和T206的集电极。晶体管Tr205和Tr206的基极都连到晶体管Tr205的集电极。晶体管Tr207和Tr208的基极都连到晶体管Tr206的集电极。晶体管Tr207的发射极连到电阻Ron的一端，晶体管Tr207和Tr208的基极都连到电阻Rth1的一端。
电阻Ron的另一端，电阻Rth1的另一端和晶体管Rr208的发射极都连到开关电路142A的电流流入端。电容器143A连在电流流入端与负电源V-之间。
开关电路142A有两个PNP晶体管Tr209和Tr210，其各自的发射极连到电流流入端。晶体管Tr209和Tr210的集电极分别连到NPN晶体管Tr211和Tr212的集电极。晶体管Tr209和Tr210的基极连到晶体管Tr209的集电极。晶体管Tr211和Tr212的基极都连到晶体管Tr210的集电极。晶体管Tr212的发射极连到电阻Rth的一端。电阻Rth的另一端和晶体管Tr211的发射极连到NPN晶体管Tr213的集电极，Tr213的集电极是电流镜像电路M51A的输入端In。在电流镜像电路M51A中，晶体管Tr213的集电极连到晶体管Tr213的基极和NPN晶体管Tr214的基极。晶体管Tr213和Tr214的发射极连到负电源V-。晶体管Tr214的集电极连到晶体管Tr207和Tr208的基极，并且还连到第一恒流开/关电路的触发电流输入端。
施密特触发电路144A具有一个NPN晶体管Tr215、一个NPN晶体管Tr216、一个NPN晶体管Tr217和一个PNP晶体管218，其中晶体管Tr215的集电极连到正电源V+，晶体管Tr216的集电极连到晶体管Tr202的集电极，晶体管Tr217的集电极连到晶体管Tr203的集电极，晶体管Tr218的发射极，连到晶体管Tr203的集电极。晶体管Tr217和Tr218的基极都连到晶体管Tr202的集电极。晶体管Tr215的发射极经发射极电阻R145连到晶体管Tr216的基极。晶体管Tr216和Tr217的发射极经发射极电阻R146连到负电源端V-。晶体管Tr218的集电极连到晶体管Tr211和Tr212的基极。晶体管Tr215的基极连到晶体管Tr209和210的发射极。
(2)(ii)第一恒流开/关单稳态多谐振荡器的操作在备用期间，恒流开/关电路141A处于关状态。因为给施密特触发电路144A提供与经电流镜像电路M50A流过恒流开/关电路141A的电流成比例的电流，所以在此状态中没有电流流过施密特触发电路144A。结果，从施密特触发电路144A输出到开关电路142A的置位电流为零。
有可能恒流开/关电路141A和开关电路142A都进入接通状态，而且由于电源接通或类似状态，结果电流流过电路141A和142A。因此，为了能可靠地由电路镜像电路M51A复位恒流开/关电路141A，因此预定电流镜像电路M51A的电流放大系数(即，在从恒流开/关电路141A至电流镜像电路151A通路上的回路电流增益设置为小于1)。
当触发脉冲电流流入也是第一恒流开/关单稳态多谐振荡器的输入端的恒流开/关电路141A的置位输入端S时，恒流开/关电路141A进入接通状态。结果，电流镜像电路M50A发送用于激活施密特触发电路144A的电流。同时，从第一恒流开/关单稳态多谐振荡器中输出电流。
当恒流开/关电路141A进入接通状态时，施密特触发电路144A进入激活状态。但是，因为输入端连到电容器143A并因此输入端处于低电压，所以施密特触发电路144A的输出电流为零。
相应地，没有置位提供给开关电路142A，并且开关电路142A保持在断开状态。因此，没有电流流过电流镜像电路M51A。结果，电容器143A的充电从保持在零状态中的恒流开/关电路141A的复位输入开始。
当电容器143A被充电并且至施密特触发电路144A的输入达到“高”逻辑电平时，施密特触发电路144A输出用于设置开关电路142A的电流。然后，开关电路142进入接通状态，并强迫电容器143A放电，和强迫电流镜像电路M51A进入操作以便给恒流开/关电路141A发送一个复位电流。已接收复位电流的恒流开/关电路141A则进入断开状态，停止电容器143A的充电并且强迫电流镜像电路M50A的输入电流变为零。因此，没有电流从电流镜像电路M50A中输出，并且也没有电流从第一恒流开/关单稳态多谐振荡器中输出。而且，没有电流提供给施密特触发电路144A，因此，没有电流从电路144A输出。
虽然没有电流从施密特触发电路144A输出，但开关电路142A保持在接通状态(即，处于仅具有接通状态电阻的短路状态)，并且电容器快速放电。由于放电完成没有电流，开关电路142A返回到断开状态，并且第一恒流开/关单稳态多谐振荡器返回到备用状态。
如上所述，第一恒流开/关单稳态多谐振荡器在电容器143A充电期间输出恒定电流。单稳态多谐振荡器的时间常数(即，脉冲宽度)由电容器143A的电容、流过恒流开/关电路141A的恒定电流量和“高”电平值输入确定。
(2)(iii)第二恒流开/关单稳态多谐振荡器的结构图39表示第二恒流开/关单稳态多谐振荡器的结构。
第二恒流开/关单稳态多谐振荡器具有一个恒流开/关电路141B、开关电路142B、时间常数电容器143B、线性电流镜像电路M50B、第二线性电流镜像电路M51B和施密特触发电路144B。另外，第二恒流开/关单稳态多谐振荡器具有一个时间常数电容放电电路145。恒流开/关电路141B在接收到置位输入端S中的触发脉冲时进入接通状态，从而允许恒流流过。恒流开/关电路141B在复位输入端R中接收到触发脉冲电流时停止电流流入。当开关电路142B接收到置位输入端S中的触发信号时进入接通状态并进入短路状态(即，仅由接通状态电阻控制的电流流过)。当开关电路142B从复位输入端R接收到复位输入电流时或当没有电流输入流过它时返回到断开状态。
电流镜像电路M50B具有一个电流流出输入端IP、n个电流流出输出端OP1、OP2和OP3，以及一个输入与输出电流总量流入的公用端COM。同样地，电流镜像电路M51B具有一个电流流入输入端In、一个电流流入输出端On和一个输入与输出电流总量从其中流出的公用端COM。施密特电路144B以这样的结构操作输入电压，输出电流并且恒流源作为负载工作。施密特触发电路144B在输入电压是“低”电平时输出反相输出电流，和在输入电流是“高”电平时，它输出正相输出电流。时间常数电容放电电路145强迫电容器143B短路并放电。
电流镜像电路M50B的公用端COM连到正电源V+。电流镜像电路M50B的输入端IP连到恒流开/关电路141B中的电流通路上的电流流入端。电流像电路M50B的输出端OP1和OP2连接作为施密特触发电路144B的恒流负载。在恒流开/关电路141B中的电流通路上的电流流出端连到在开关电路142B的电流通路上的电流流入端、施密特触发电路144B的输入端、还接到时间常数电容放电电路145的输出端。在开关电路142B中的电流通路上的电流流出端连到电流镜像电路M51B的输入端In。开关电路142B的置位输入端S连到施密特触发电路144B的正相输出端。开关电路142B的复位输入端R连到施密特触发电路144B的反相输出端。电流镜像电路M51B的输出端On连到恒流开/关电路141B的复位输入端R。时间常数电容器143B的另一电极、时间常数电容放大电路145的接地端、电流镜像电路M51B的公用端COM以及施密特触发电路144B的接地端都连到负电源V-。
恒流电路141B的置位输入端S连到时间常数电容放电电路145的输入端。在它们之间的连接是恒流开/关单稳态多谐振荡器140的输入端。电流镜像电路M50B的输出端OP3是恒流开/关单稳态多谐振荡器140的输出端。
还有，在开关电路142B没有分开的置位输入端S和复位输入端R而只有一个输入端用于置位与复位控制相对应的电流输入与输出的情况下，反之亦然，施密特触发电路144B相应地有一个输出端。当输入电压是“低”电平时，就输出流入输出电流，而当输入电压是“高”电平时，输出流出输出电流，反之亦然。
图40表示第二恒流开/关单稳态多谐振荡器的一个特殊示例电路。
电流镜像电路M50B由4个PNP晶体管Tr221至Tr224组成，这四个晶体管的相应反射极都连到正源端V+。晶体管Tr221至Tr224的基极都连到晶体管Tr221的集电极。
恒流开/关电路141B具有一个PNP晶体管Tr225、一个NPN晶体管Tr227和一个NPP晶体管Tr228，其中Tr225的发射极连到正电源端V+，Tr227的集电极连到晶体管Tr225的集电极，Tr228的集电极连到晶体管Tr221的集电极。另外，恒流开/关电路141B共用电流镜像电路M50B的晶体管Tr221，并且晶体管Tr225的基极连到晶体管Tr221的集电极。晶体管Tr227和Tr228的基极都连到晶体管Tr227的集电极和电阻Rth1的一端。晶体管Tr228的发射极连到电阻Ron的一端。晶体管Tr227的发射极、电阻Rth1的另一端和电阻Ron的另一端都连到开关电路142B的电流流入端。而且，在开关电路142B的电流流入端和负电源V之间连接电容器142B。
开关电路142B有2个PNP晶体管Tr227和Tr230，其各自的发射极都连到电流流入端。晶体管Tr229和Tr230的集电极分别连到NPN晶体管Tr231和Tr232的集电极。晶体管Tr229和Tr230的基极都连到晶体管Tr229的集电极。晶体管Tr231和Tr232的基极都连到晶体管Tr230的集电极。晶体管T232的发射极连到电阻Rth的一端，而电阻Rth的另一端和晶体管Tr231的发射极连到负电源端V-。
电流镜像电路M51B与开关电路142B共用晶体管Tr232。晶体管Tr232的集电极是电流镜像电路M51B的输入端In。晶体管Tr232的集电极连到NPN晶体管Tr234的基极。晶体管Tr234的发射极连到负电源端V-。晶体管Tr234的集电极是电流镜像电路M51B的输出端On。晶体管Tr234的集电极连到晶体管Tr227和Tr228的基极，后者是恒流开/关电路141B的复位输入端R。
施密特触发电路144B有一个NPN晶体管Tr235，其集电极连到正电源端V+。晶体管Tr235的发射极经发射极电阻R148连到NPN晶体管Tr236的基极。在电流镜像电路M50B中的晶体管Tr222的集电极连到二极管d80的阳极。二极管d80的阴极连到晶体管Tr236的集电极。晶体管Tr222的集电极也连到PNP晶体管Tr237的发射极。晶体管Tr237的集电极连到NPN晶体管Tr238的集电极、晶体管Tr239的发射极、PNP晶体管Tr240的基极和晶体管Tr223的集电极。
晶体管Tr237的基极连到晶体管Tr237的集电极。晶体管Tr238的基极和晶体管Tr239的基极都连到二极管d80的阴极。晶体管Tr236的发射极和晶体管Tr238的发射极都经发射极电阻R149连到负电源端V-。晶体管Tr239的集电极连到NPN晶体管Tr241的集电极。晶体管Tr241的发射极连到负电源V-。还有，晶体管Tr241的发射极连到晶体管Tr222的集电极。晶体管Tr240的集电极连到NPN晶体管Tr242的集电极。晶体管Tr242的发射极连到负电源V-。晶体管Tr241和Tr242的基极都连到晶体管Tr242的集电极。
在晶体管Tr239的集电极与Tr241的集电极之间的接点是施密特触发电路144B的统一输出端。该接点连到电路142B中晶体管Tr231和Tr232的基极以及电流镜像电路M51B中的晶体管Tr234基极。
时间常数电容放电电路145具有一个NPN晶体管Tr243和一个二极管d81，其中Tr243的集电极连到正电源端V+和Tr243的基极连到第二恒流开/关电路的输入端，二极管d81的阳极连到输入端。晶体管Tr243的发射极经电阻150间接连到晶体管Tr244的基极和二极管d82的阳极。二极管d82的阴极经电阻R151间接连到负电源端V-。晶体管Tr242的集电极连到二极管d83的阴极，二极管d83的阳极连到电容器143B的一端。晶体管Tr244的发射极连到负电源端V-。而且，二极管d81的阳极连到输入端，其阴极连到晶体管Tr227和Tr228的基极。
图39表示一个特殊示例电路，其中分别提供一个置位端和一个复位端。图40表示一个特殊示例电路，其中一端起着由流量流入与流出方向区别的置位与复位控制两个作用。
(2)(IV)第二恒流开/关单稳态多谐振荡器的操作在第二恒流开/关单稳态多谐振荡器中，根据触发脉冲输入从输出端OP3中输出保证电流脉冲并确定保证电流脉冲的宽度，因为第二恒流开/关单稳态多谐振荡器的结构是与第一恒流开/关单稳态多谐振荡器的结构相同，所以省略第二恒流开/关单稳态多谐振荡器结构的描述。
有可能恒流开/关电路141B和开关电路142B都进入接通状态，并由于电源接通或类似状态，导致电流流过电路142B与141B。为了由电流镜像电路M51B可靠地复位恒流开/关电路141B，有必要预定电流的放大系数(即，恒定电流值和电流放大系数的下限)。类似地，为了在施密特触发电路144B输入“低”电平时可靠地复位开关电路142B，需要预定电路放大系数。
在图39和图40中，加上时间常数电容器放电电路145，并且用于确定时间常数的电容器143B在输入触发信号时被强迫短路和放电。当输出脉冲电流时，电容器143B处于被充电状态。在此状态中，当再次输入触发信号时，电容器143B被短路和放电至回到初始状态，结果重新开始电容器143B的再充电。以这种方式获得再触发操作。
有施密特触发电路144B的反相输出端和开关电路142B复位端的两个作用。一个作用是在电源接通并且在同时恒流开/关电路141B与恒流开关电路142B都接通时强迫开关电路142B进入断开状态。另一作用是通过暂时提高开关电路142B的电流门限值使得在恒流开/关单稳态多谐振荡器输出脉冲时加强抗噪能力来稳定操作。
下面将总结第二恒流开/关单稳态多谐振荡器的功能(1)第二恒流开/关单稳态多谐振荡器具有高功率效率，仅在输出脉冲时有电流流通，而在等待期间无电流流通；(2)第二恒流开/关单稳态多谐振器具有一个宽的电压操作范围，以致除了确定输入电压电平的施密特触发电路144B之外，在电流操作基础上进行操作；(3)第二恒流开/关单稳态多谐谐振荡器具有再触发功能；和(4)第二恒流开/关单稳态多谐振荡器具有复位开关电路142B的功能，这加强该振荡器的保证操作(即，通过输入再触发信号，没有故障发生)。
慢极性反转检测电路的操作(图42)现在将描述慢极性反转检测电路操作。所图33所示，慢极性反转检测电路被构造使得在小节[VII](2)中描述的恒流开/关单稳态多谐振荡器的正电源端V+间接地连到整流器110的输出端，负电源端V-连到整流器100的负电极端。
关于慢极性反转与正常极性反转之间的差别，在慢极性反转情况中，在极性反转开始之后，在通信线路L1与L2之间的电压暂时变为零，在这个中间状态停留150ms，然后进入与开始状态相反的反向电位状态。在正常极性反转情况中，极性反转出现非常尖锐(例如，约10ms)，没有中间状态。
图42是表示图33所示的慢极性反转检测电路操作的时序图。参见图42，将描述第三实施例的慢极性反转检测电路操作。
将描述极性反转的一个示例情况，其中通信线路L1是在“高”电位而相反地通信线路L2是在“低”电位的第一状态变换到其中通信线路L1是在“低”电位而通信线路L2是在“高”电位的第二状态。
在通信线路L1是在“高”电位上而通信线路L2是在“低”电位上时的等待期间(通信线未使用)，极性反转后沿检测电路120与130、极性反转前沿检测电路160与170、恒流开/关单稳态多谐振荡器140和保持电路200都在断开状态中，没有电流流过。
经过电阻R70进行电源电容器CP30的充电。因为没有电流流入极性反转后沿检测电路120与130和恒流开/关单稳态多谐振荡器140，所以电源电容器Cp30充电量几乎等于通信线路之间的电压。极性反转后沿检测电路120与130的正电源端V+的电位由电源电容器CP30保持为等待期间的电位。
而且，当极性反转开始时，在极性反转后沿检测电路120的输入端I上的电位下落到在通信线路L1上的电位。因此，在极性反转后沿检测电路120的输入端I和正电源端V+之间的电位差ΔV变得更大，并且在电位差ΔV经历从Von至Voff的电压范围的时间期间，恒定电流流过极反转后沿检测电路120，使电路120输出相应的触发脉冲电流。在极性反转的开始与通信线路之间的电压为零时的时间之间输出极性反转后沿检测触发电流。
极性反转沿检测触发电流经过OR(或)电路150和用于恒流开/关类型的单稳态多谐振荡器140的触发器。因此，恒流开/关类型的单稳态多谐振荡器140输出恒定时间周期(例如，约100ms)的单稳态电流脉冲。来自恒流开/关类型的单稳态多谐振荡器140的单稳态电流脉冲经过OR电路180到保持电路的复位端R。单稳态电流脉冲工作迫使电流通过被断开的保持电路200。
此时，通信线路L2的电位几乎与在，全波整流器100的负电极输出端(-)上的电位一样，因此极性反转后沿检测电路130和极性反转前沿检测电路170都不输出电流。在从极性反转的开始至通信线路L1与L2之间的电压为零时的时间期间，存储在电源电容器CP30中的电能用于极性反转后沿检测电路120与130和恒流开/关单稳态多谐振荡器140的操作。
当极性反转还继续进行时，在通信线路L1和L2上的电位反向。当电位反向时，在通信线路L1上的电位变得几乎和在全波整流器100的负电极输出端上的电位(地电平)一样。此时，在通信线路L2上的电位变为在正电位边上的前沿，而当极性反转前沿检测电路170的输入端与接地端之间的电压差ΔV经历从Von至Voff的范围时，恒流流过，其中电路170的输入端连到通信线路L2。因此，从通信线路间的电压为零时至极性反转结束时的时间，极性反转前沿检测电路170输出前沿检测触发电流。
触发电流经OR电路190传送到保持电路200的置位端。触发电流工作强迫在保持电路200上的电流开始流动。
而且，在从通信线路L1与L2之间的电位差变为零时至通信线路L1与L2的电位完全反向时的时间正常极性反转过程中，在电位差是零时的时间仅是一个短暂时刻。但在慢极性反转中，在电位差是零时的时间约是150ms。因此，在输出后沿检测触发电流时的时间与输出前沿检测触发电流时的时间之间的时间周期在正常极性反转中接近于无(约10ms)，但在慢极性反转中约是150ms。因此，在上述时间它们之间有差异。结果，在正常极性反转中，当来自极性反转前沿检测电路的置位信号输入到保持电路200时，也输入来自恒流开/关单稳态多谐振荡器140的复位信号(宽度为100ms的脉冲)。为了给复位优先，置位信号被掩蔽(mask)，而且保持电路200不能进入接通状态。即，不检测正常极性反转。
而且，在慢极性反转中，当来自极性反转前沿检测电路170的置位信号输入到保持电路200时，来自恒流开/关单稳态多谐振荡器120的复位脉冲已返回为零。因此，不掩蔽置位信号，并且这迫使保持电路200进入接通状态，因此，保持电路200继续输出保持信号。即，检测慢极性反转。
如上所述，选择地检测慢极性反转，其中通信线路L1和L2分别从“高”电位变到“低”电位和从“低”电位变到“高”电位。在当保持慢极性检测结果变为不再必要时的时间点上，来自控制电路的复位信号经OR电路180送到保持电路200的复位端R，结果，保持电路200复位返回到等待状态。
还有，通过交换极性反转后沿检测电路120与130并且交换极性反转前沿检测电路170与160能容易地获得极性反转的检测，其中通信线路L1与L2分别从“低”变为“高”电位电平和从“高”电位变为“低”电位电平。
因为铃(振铃)信号具有大幅度，但在通信线路之间不存在零保持电压，所以以在正常极性反转中的同样方法掩蔽振铃信号。因此，振铃信号被检测为极性反转信号是没有可能性的。但是，因为几个极性反转在一个短的时间周期中连续发生，恒流开/关单稳态多谐振荡器必需是再触发类型。
慢极性反转检测电路的结果图33所示的慢极性反转检测电路具有下列优点(3-1)通过区分慢极性反转与正常极性反转仅能检测慢极性反转信息；(3-2)通过从慢极性反转检测中排除振铃信号仅能检测慢极性反转信息；如上所述，仅在选择并检测慢极性反转之后，才有可能转变为遥测通信处理模式。因此，能避免通信中的空闲时间。
《第四实施例》图43表示根据本发明的第四实施例的慢极性反转检测电路，在图43中，相同的数字表示图33所示的相同元件。
慢极性反转检测电路具有如第三实施例中所述的同样的整流器100和110，它们都连到通信线路L1与L2。控制电源电路230连接在整流器110的输出端和全波整流器100的负电极端(-)之间。极性反转后沿检测电路120、极性反转后沿检测电路130和恒流开/关单稳态多谐振荡器140连接在控制电源电路230的输出端与全波整流器100的负电极端(-)之间。
如下所述，极性反转后沿检测电路120与全波整流器100、整流器110和控制电源电路230一起组成极性反转后沿检测电路K3。极性反转后沿检测电路120检测其中在通信线路L1上的电位下降(H→0)的极性反转后沿。如下所述，极性反转后沿检测电路130与全波整流器100、整流器110和控制电源电路230一起组成第二极性反转后沿检测电路K4。极性反转后沿检测电路130检测其中在通信线路L2上的电位下降(H→0)的极性反转后沿。在极性后转后检测电路120与130的输出侧上，放置一个OR电路150来组合它们的触发输出电流以便输入到恒流开/关单稳态多谐振荡器140。恒流开/关单稳态多谐谐振荡器140接收来自OR电路150的触发电流并且输出固定时间长度的恒流脉冲(即，掩蔽正常极性反转的脉冲)。
在通信线路L1和全波整流器的负电极端之间连接检测其中通信线路L1上的电位升高(0→H)的极性反转前沿的第一极性反转前沿检测电路160。在通信线路L2和全波整流器100的负电极端之间连接第二极性反转前沿检测电路170，该第二极性反转前沿检测电路170检测其中通信线路L2上的电位升高(0→H)的极性反转前沿。在极性反转前沿检测电路160与170的输出侧，放置OR电路来组合来自极性反转前沿检测电路160与170的输出触发电流。而且，在恒流开/关单稳态多谐振荡器140的输出侧，放置一个OR电路180以便组合来自外边的复位信号与来自恒流开/关单稳态多谐振荡器140的输出信号。
全波整流器100的正与负端都连到保持电路200，保持电路200以由正与负电极端提供的电源V+与V-操作。保持电路200的置位端S连到OR电路190的输出端，而保持电路200的复位端R连到OR电路180的输出端。保持电路200被构造以保持极性反转信息，它根据来自OR电路180与190的脉冲输出电流将极性反转信息输出到控制电路。
极性反转后沿检测电路120与130、OR电路150、180与190、恒流开/关单稳态多谐振荡器140、极性反转前沿检测电路160与170以及保持电路200都和第三实施例所描述的一样，并且以第三实施例中的同样方式操作。
控制电源电路230具有通过保证输出电流小于给定常数来防止交换机发生故障的电流限制功能、防止电源电容器击穿的输出电压限制功能和用于防止在不稳定方式中操作的自开始功能。而且，即使输入电压为零，电源电容器也能使它在给定的时间周期内继续输出电流。控制电源电路230也提供电源给极性反转后沿检测电路120与130以及恒流单稳态多谐振荡器140。
接下来，将描述第四实施例的极性反转后沿检测电路的结构与功能[XI]、慢极性反转检测电路的操作[X]以及慢极性反转检测电路的结果[XI。
极性反转后沿检测电路的结构与功能图44表示图43所示的极性反转后沿检测电路K3的结构。
极性反转后沿检测电路K3被构成，使得第三实施例的极性反转后沿检测电路K1的峰值保持电路220a用全波整流峰值保持电路240代替，该保持电路240具有限制电路以防止过电流和过电压。在极性反转后沿检测电路K3中的其他元件在结构上与极性反转后沿检测电路K1中的元件相同。控制电路231和电源电容器232形式控制电源电路230。
具有限制电路以防止出现过电流与过电压的全波整流峰值保持电路240具有控制包括电容器232充电电流的最大负载电流的过电流预防功能、控制(或箝位)最大输出电压的过电压预防功能以及在输入电压为零时保持负载电路操作的电荷累加功能。
控制电源电路230的两个特殊示例将在小节[IX](1)和[IX](2)中进行描述。图44所示的极性反转后沿电路的功能将在小节[IX)(3)中进行描述。
(1)控制电源电路(部分1)图45表示控制电源电路概况(部分1)。图46表示图45所示的电路的一个特殊示例。
控制电源电路在其控制电路231中有一恒流环路231a。恒流环路231a又包括图4所示的一个电流镜像电路和图5所示的一个非线性电流放大器。图4中的电流镜像电路由电流流出输入端I、电流流出端O和公用端COM组成，等于流过输入与输出端I与O的组合电流数量的电流流入公用端COM。另一方面，非线性电流放大器由电流流入输入端I、电流流出端O和公用端COM组成，其中流过输入与输出端I与O的组合电流量从公用端COM流出。
非线性电流放大器的输入端I与输出端O分别连到线性电流镜像电路的输出端O与输入端I，使得能放大环路电流。当提供电压时，恒定电流流过线性电流镜像电路的公用端COM与非线性电流放大器的公用端COM之间的电流通路。
图45和图46表示控制电源电路，其中它们的电源负端接地。控制电源电路230有一个电平偏移二极管d91、一个齐纳(Zener)二极管d92、一个反馈NPN晶体管Tr251、一个保护电阻R160和一个输出保持电容器232，该电容器232用作后面电路也用作电流环路231a的电源电容器。
恒流环路231a的电流流入端连到电源(正极)。另一方面，电流流出端用作控制电源电路230的一个输出端。输出保持电容器232连接在所述输出端与地(电源负极)之间。在恒流环路231a中的非线性电流放大器与电流镜像电路的接点输入端连到电平偏移二极管d91的阳极，二极管d91的阴极连到齐纳二极管d92的正电压端，其中恒流环路231a有一个电流流出类型的公用端COM。二极管d92的负电压端接地。
在其电流流入端作为公用端COM的电流环路231a中的线性电流镜像电路或非线性电流放大器的输入端连到晶体管Tr251的集电极。晶体管Tr251的基极连到控制电源电路230的输出端。所述晶体管的发射极经由电阻R160连到二极管d91的阴极与二极管d92的正电压端的接点。
恒流环路231a的恒定电流值设置为电源可允许的最大电流值。二极管d92的击穿电压设置为最大可允许的负载电压(通常，稍大于在等待期间通信线路L1与L2之间的电压)。二极管d91的移位电压被设置使得当恒流环路231a处于有效状态中时晶体管Tr251将进入截止状态。输出保持电容器232的电容量设置为一个值，使得能保持足够的电荷量，以保证负载电路在输入振铃信号时将工作一段预定的最长时间。
当激活恒流环路231a时，电阻R160控制最大电流量。
应注意当流过恒流环路231a和二极管d91与d92的电流方向反向时，并且晶体管Tr251改换为PNP型晶体管时，控制电源电路230变为一个负电的电源电路。
接下来，将描述图45所示的电源电路230的操作。
控制电源电路230有两重目的，即使通信线路间的电压下降几乎为零也给负载电路供电(其中需要电容器)，和当输入振铃信号时，防止控制电源电路230中的输出保持电容器可能的高电压，(或可使用低耐电压电容器)。
电压提供给其中存储的电荷已几乎被放电完的输出保持电容器232，在电容器232上的电压增加。结果，恒流环路231a进入接通状态，使得保持电容器232被充电(当负载电阻连到此电容器时，充电时间变长)。即使负载小，能让大电流量流过它，利用恒流环路231a的操作保持恒定电流流动。
二极管d91的击穿电压设置为稍大于等待期间在通信线路之间的电压的一个值，因此加上正常电压将不会导致击穿。当输入振铃信号或类似的信号或在通信线路之间加上高电压时，二极管d92击穿并分出流过恒流环路231a的部分电流。因此，控制电源电路230的输出电压被箝制在二极管d92的击穿电压上。
在等待期间，因为负载电流为零(更精确地，等于PN结漏电流的量)，所以当输出保持电容器232的充电完成时，流过控制电源电路的电流变为零。因此，恒流环路231a或是进入断开状态或是进入在接通状态与断开状态之间的临界状态。
如果没有由晶体管251与电阻R160组成的反馈电路，当恒流环路231a进入截止状态时，包含输出保持电容器232的控制电源电路230的输出电压按照很小的负载电流流量缓慢降低。在恒流环路231a中的二极管d91与d92之间的接点上的电压同样由于二极管d92的漏电流而降低；但是，因为没有输出保持电容器，所以这个电压下降速率快。结果，恒流环路231a进入较深截止状态，以致可能出测在通信线路上的小量噪声不能使恒流环路231a进入有效状态。即使控制电源电路230的输出端连到输出保持电容器232，当长期放电继续时，在输出端上的电压下降，并因此不再保证负载电路的操作。
但如果使用晶体管Tr251和电阻160，并且在二极管d91与d92之间的接点上的电压根据控制电源电路230的输出电压降低，在晶体管Tr251的基极与发射极之间加上正向偏置电压。因此，电流开始在晶体管Tr251的集电极流通，迫使恒流环路231a进入导通状态。结果，恒流环路231a重新开始操作并且给输出保持电容器232充电。当恒流回路232重新开始操作时，在二极管d91与d92之间的接点上的电压返回到初始状态。因此，晶体管Tr251返回到截止状态。通过上述操作，控制电源电路230的输出保持在几乎等于等待期间在通信线路间的电压上。
当通信线路间的电压为零时(在慢极性反转的中间点上)，存储在电容器232中的电荷用于给负载电路的操作供电。
如上所述，图45所示的控制电源电路230具有下列优点(1)即使在输入高电压时，输出电压能被箝位小于预定值，因此建议将所述箝位电压设置为输出保持电容器232的耐压。(即，不要求高耐压)；(2)即使在输入(具有高频的)振铃信号时(即输入高电压)，输出电压是稳定的并保持在几乎等于备用期间在通信线路之间的电压的值，这防止了连接在控制电源电路230后面的电路的故障；和(3)备用期间的耗散功率为零(即负载电流量为零)。
(2)控制电源电路(部分2)图47表示控制电源电路的概况(部分2)。图48表示图47所示的电路的一个特殊示例。
控制电源电路在其控制电路231中具有恒流环路231b。恒流环路231b以在小节[IX](1)中所描述的控制电源电路(部分1)的同一方法由图4所示的电流镜像电路和图5所示的非线性电流放大器组成。非线性电流放大器的输入端I与线性电流镜像电路的输出端O连接，并且非线性电流放大器的输出端O与线性电流镜像电路的输入端I连接。因此，环路电流被放大。恒定电流流过的电流通路设置在线性电流镜像电流的公用端COM与非线性电流放大器的公用端COM之间。
图47与图48表示其中电源负端接地的电路。控制电源电路230除了恒流环路231b外还有一个电平偏移二极管d93、一个齐纳二极管d94、一个第一反馈NPN晶体管Tr252、一个PNP晶体管Tr253、一个保护电阻R161和一个输出保持电容器232。
恒流环路231b的电流流入端连到电源(正极)，并且电流流出端用作控制电源电路230的输出端。输出保持电容器232连接在控制电源电路230的输出端与地(电源负极)之间。在恒流环路中的非线性电流放大器与电流镜像电路的联合输入端连到二极管d93的阳极，其中在恒流环路中电流流出端用作公用端COM。二极管d93的阴极连到二极管d94的正电压端，二极管d94的负电压端接地。线性电流镜像电路或非线性电流放大器的输入端连到晶体管Tr252的集电极。晶体管Tr252的基极连到控制电源电路230的输出端。晶体管Tr252的发射极经电阻R161连到晶体管Tr253的发射极。晶体管Tr253的基极连到二极管d93的阴极和二极管d94的正电压端。晶体管Tr253的集电极接地。
恒流环路231b的恒流值设置为电源允许的最大电流值。二极管d94的击穿电压设置为最大允许的负载电压(通常，稍大于备用期间在通信线路间的电压)。二极管d93的偏移电压设置为一个值，使得当恒流环路231b处于有效状态时，晶体管Tr235与Tr253将进入截止状态。输出保持电容器232的电容设置为一个值，使得所保持足够的电荷以便在输入振铃信号时保证负载电路操作一段预定的最大长度时间。
当恒流环路231b被激活时，电阻R161控制最大电流量。
应注意当流过恒流环路231和二极管d93与d94的电流方向反向时，并且当PNP型晶体管Tr252和NPN型晶体管Tr253交换时，能建立负电源的控制电源电路。
接下来描述图47所示的控制电源电路的操作。
保持图47所示的控制电源电路230输出的机理基本上与图45所示的控制电源电路(部分1)的机理一致。不同之处在于增加晶体管Tr253，当恒流环路231b处于截止状态时重新启动恒流环路231b。在图45的控制电源电路中，用于重新启动恒流环路231a的电流由二极管d92的漏电流进行控制。因此，当恒流环路231a的初始触发电流量大时，所述电路操作变得不稳定。另一方面，在图47的控制电源电路中，该二极管连到晶体管Tr253的基极，晶体管Tr253放大电流(其中电阻R161控制起始触发电流)。因此，可保证恒流环路231b的重新启动。
如上所述，控制电源电路具有下列优点(1)即使在输入高电压时，输出电压被箝位小于预定值。因此，输出保持电容器的耐压可是箝位的电压(具有高耐压的电容器是不必要的)。
(2)即使在输入具有高频的振铃信号时(即输入高电压)，输出电压是稳定的并且几乎等于备用期间通信线路间的电压。这防止连接在控制电源电路之后的电路故障。
(3)备用期间的耗散功率为零(负载电流为零)。
(4)通过使用晶体管Tr253放大漏电流来使用二极管d94的漏电流重新启动恒流环路231b。因此，即使二极管d94的低漏电流和恒流电路231b所需的相对大的重新启动电流，仍能保证可靠的电路操作。
(3)图44所示的极性反转后沿检测电路的功能图44表示通信线路L1的极性反转后沿检测电路。检测在通信线路L1上的电压变到零(H→0)的极性反转后沿的机理与小节[VII](1)(iii)中所描述的极性反转后沿检测电路的输入端连到通信线路L2时，实现用于检测在通信线路L2上电压变为零(H→0)的极性反转后沿的伪差动操作。这点与在讨论小节[VII](1)(iii)中的极性反转后沿检测电路时所述的一致。
通过使周具有防止输入过电压或过电流的限制器的全波整流峰值保持电路240，当电容器233进行充电时，防止可导致交换机系统故障的过量电流流过通信线路。而且，利用防止输入过电压的箝位功能，即使在具有大电压的振铃信号输入时，也能防止过电压的输出。因此，防止击穿，并获得电源电容器的低耐压。概括来说，图44所示的极性反转后沿检测电路具有下列优点(1)其中在通信线路L1与L2之间的电压从高电压变为零(H→0)的极性反转后沿；(2)没有电容器能实现差动操作(伪差动操作)电路；(3)不管极性反转速率如何，能获得固定的触发电流(4)耗散功率为零，在检测极性反转后沿时除外；(5)因为防止了过电流，所以从不发生交换机系统故障；(6)即使在只加上低电压时，固定量的电流也流动。因此，电源电容器232快速地充电；和(7)因为防止了给电容器232加上过电压，所以所述电容器可以是低耐压。
图43所示的极性反转检测电路的操作通过用控制电源电路230代替图33中的电阻R70与电源电容器CP30的组合简单地构成图43所示的慢极性反转检测电路。图43的慢极性反转检测电路的操作与小节[VIII]中所描述的慢极性反转检测电路的操作一样，其中图43的慢极性反转检测电路检测在慢极性反转与正常极性反转混合中的慢极性反转，因比省略这个操作的描述。
这里将进行有关控制电源电路的补充说明。在备用期间，没有电流流过极性反转后沿检测电路120与130、极性反转前沿检测电路160与170、恒流开/关单稳态多谐振荡器140和保持电路。控制电源电路230将几乎等于通信线路间电压的电压加到极性反转后沿检测电路120与130以及恒流开/关单稳态多谐振荡器140上。当负载电流(包括电容器232的充电电流)是零时，没有电流流过控制电源电路230。
当通信线路L1与L2间的电压差为零时，在慢极性反转的中间电平中，极性反转后沿检测电路120与恒流开/关单稳态多谐振荡器140利用存储在空制电源电路230的电容器中的电能操作。
当输入振铃信号时，在极性反转发生之后，将AC振铃信号加到通信线路间的DC电压上。结果，通信线路间的电压变大，并且在通信线路L1是在“高”电平时这个电压不同于通信线路L2在“高”电平时的电压。在图33所示的慢极性反转检测电路中，经过整流器100以及形成峰值保持电路的电阻R70与电容器CP30的电流路径具有等效于CR乘积(即电阻R70的电阻与电容器CP30的电容的乘积)的时间常数。当时间常数小并且输入振铃信号的时间周期大时，电容器CP30的电压根据电容器CP30的充电量与经负载耗散的电量之间的差值增加或降低进行变化。另外，由于峰值电压的不平稳(在慢极性反转检测电路中的)慢极性反转检测操作在预定条件不合适时可能变得不可靠。但即使在这种情况中，图43所示的慢极性反转检测电路的控制电源电路230也给安装在它之后的电路提供一个保证的输出电压。因此，防止故障。
图43所示的慢极性反转检测电路的结果如上所述，第四实施例的慢极性反转检测电路具有下列优点(4-1)区别慢极性反转与正常极性反转，并且只检测慢极性反转；(4-2)能从慢极性反转检测中排除振铃信号；(4-3)即使在输入振铃信号时，加到电源电容器232上的电压由控制电源电路230箝位到等于或接近备用期间通信线路间电压的电压值。因此，能使用低耐压的电容器。
(4-4)因为即使在加上低电压时，控制电源电路230也引起恒流流动，所以电容器恢复更快。
《第五实施例》图49表示根据本发明第五实施例的慢极性反转检测电路。相同的标号表示图43电路中的相同元件。
极性反转检测电路具有与第四实施例一样的整流器100、一个整流器110、一个控制电源电路230、极性反转后沿检测电路和120与130、一个恒流开/关单稳态多谐振荡器140、OR电路150与180以及极性反转前沿检测电路160与170，这些电路都以图43所示的同样方式连接。
图49所示的慢极性反转检测电路有两个保持电路250与260。保持电路250与260的结构与第三和第四实施例的保持电路200的结构一样。极性反转前沿检测电路160的输出信号输入到保持电路150的置位输入端S。极性反转前沿检测电路170的输出信号输入到保持电路260的置位端S。OR电路180的输出信号发送到保持电路250与260的复位端。
图50是表示图49所示的慢极性反转检测电路的操作的时序图。参见图50，现在描述第五实施例的慢极性反转检测电路的操作。
慢极性检测电路的结构几乎与图43所示的慢极性反转检测电路2的结构一致。因为在极性反转后沿检测电路120与130中的检测触发信号的掩蔽脉冲产生与在极性反转前沿检测电路160与170中的相同，所以省略此操作的进一步描述。
在第四实施例的慢极性反转检测电路中，对极性反转前沿检测电路160与170中输出的边沿检测触发信号进行操作。但在第五实施例的极性反转检测电路中，不进行边沿检测触发信号的或操作，而只是分别将该触发信号输入到保持电路250与260。
因为边沿检测触发信号不进行处理而只是输入到所述保持电路，所以当在通信线路L1上的电位从“低”电平变到“高”电平的极性反转发生时，从如图50所示的极性反转前沿检测电路160中输出一个边沿检测触发信号，并且从保持电路250中输出或是重新开始或是释放的慢极性反转检测触发信息Out1。当在通信线路L2上的电位从“低”电平变到“高”电平时，从极性反转前沿检测电路170中输出一个边沿检测触发信号，并且从保持电路260中输出或是释放或是开始的慢极性反转检测保持信息Out2。来自控制电路的复位信号迫使保持电路250与260复位并进入备用状态。
如上所述，第五实施例的慢极性反转检测电路具有下列优点(5-1)区别慢极性反转和正常极性反转，因而只允许慢极性反转信号被检测；(5-2)能从慢极性反转检测中排除振铃信号；(5-3)当输入振铃信号时，控制电源电路230将加到电源电容器232的电压箝位在等于或接近备用期间在通信线路间的电压的值上，并因此能使用低耐压电容器；(5-4)能区别通信线路L1上从“低”电平到“高”电平的慢极性反转和在通信线路L2上从“低”电平到“高”电平的慢极性反转，从而允许输出两个不同信号，一个信号用于开始，一个用于释放。
还有，即使用由电流控制电阻R70与电源电容器CP30组成的电源电路替代控制电源电路230，也能实现用于区别开始与释放的另一个慢极性反转检测电路。
《第六实施例》图51表示根据本发明的第六实施例的慢极性反转检测电路。图43与图49中的相同标号表示图51中的相同元件。
极性反转检测电路具有整流器100与110、控制电源电路230、极性反转后沿检测电路120与130、恒流开/关单稳态多谐振荡器140、OR电路150与180、以及极性反转前沿检测电路和160与170，这些电路都与第四和第五实施例中的一样，并且以图43与图49中的相同方式连接。
另外，图51所示的慢极性反转检测电路具有由第一实施例的图28所示的恒流开/关与转换类型的保持电路组成的一个三态保持电路270。三态保持电路的一个置位端S1连到极性反转前沿检测电路160的输出端。三态保持电路的第二置位端S2连到极性反转前沿检测电路170的输出端。来自OR电路180的输出信号耦合到复位端R。
三态保持电路270具有两个输出端Q1与Q2。
当触发信号输入到置位端S1时，从输出端Q1输出一个接通(on)信号。同样地，当触发信号输入到置位端S2时，从输出端Q2输出一个接通信号。最后，当一个输入信号发送到复位端R时，从两个输出端Q1与Q2输出的信号被关断。即，三态保持电路270能进入三个输出状态之一，Q1是在接通状态中，Q2是在接通状态中，或Q1与Q2都在断开状态中。
接下来，将描述图51所示的慢极性反转检测电路的操作。
慢极性反转检测电路的结构几乎与图43和图49的结构相同。与图43、49的不同之处在于，边沿检测触发信号被输入到三态保持电路270，并且从所述保持电路中输出三个状态。由于在后沿检测电路120与130中的检测触发信号的掩蔽脉冲生成操作与在极性反转前沿检测电路160与170中的一样，所以省略描述。
在备用期间，三态保持电路270中的输出端Q1与Q2上的输出信号都在截止状态(没有电流流过保持电路)。当在通信线路L1的电位从“低”电平变到“高”电平的慢极性反转发生时，一个边沿检测触发电流从极性反转前沿检测电路160中输出并输入到保持电路270中的置位端S1。然后从保持电路270的端Q1中输出或是开始或是释放的慢极性反转检测保持信息。同样地，当在通信线路L2上的电位从“低”电平变到“高”电平的慢极性反转发生时，一个边沿检测触发电流从极性反转前沿检测电路170中输出并输入到保持电路270的置位端S2。然后从保持电路270的输出端Q2中输出或是释放或是开始的慢极性反转检测保持信息。当从空制电路中输入一个复位信号时，从输出端Q1或Q2输出的信号被关断，并且慢极性反转电路返回到备用状态。
如上所述，第六实施例的慢极性反转检测电路具有以下优点(6-1)区别慢极性反转和正常极性反转，并且只有慢极性反转；(6-2)能从慢极性反转检测中排除振铃信号；(6-3)即使在输入振铃信号时，控制电压电源电路230也将加到电容器232上的电压箝位在等于或接近于备用期间在通信线路之间的电压的值，因此，可使用低耐压电容器；(6-4)能区分在通信线路L1上的从“低”电位到“高”电位(L→H)的慢极性反转和在通信线路L2上的从“低”电位到“高”电位(L→H)的慢极性反转。因此，输出两个不同信号，一个用于开始，另一个用于释放；(6-5)当两个独立的保持电路在相同时间被接通时可能导致慢极性反转检测电路故障。但是从单个保特电路270的输出端Q1与Q2输出的信号是互相排斥的，因此不可能有这样的故障；(6-6)由公用恒流开/关类型的开关设置在输出端Q1与Q2上的输出电平，因此输出端Q1与Q2的输出电平是一样的；(6-7)与具有两个保持电路的结构相比，单个保持电路和270的电路元件数量较少；还有，当控制电源电路由电流控制电阻R70和电源电容器CP30组成时，仍能获得除(6-3)之外的上述结果。
《第七实施例》图52表示根据本发明第七实施例的振铃信号检测电路的概况，和图74是表示其操作的时序图。
在遥测装置中，有必要通过检测通信线路L1与L2的极性反转来区分电话通信和遥测通信。因此，该装置装备振铃信号检测电路。常规的振铃信号检测电路使用触发脉冲检测振铃信号；这些电路包括图2所示的齐纳二极管11与15、电阻12与14、电容器13和极性反转检测放大电路9与10。但在常规电路中，因为用于表示信号到达的极性反转引起检测触发脉冲输出，所以检测触发脉冲不得不作为差错脉冲被拒绝。当检测振铃信号时，也生成与振铃信号同步的一系列短脉冲(例如，是振铃信号频率2倍的32Hz的脉冲)。从控制电路的观点来说，很难处理一系列短脉冲。在本发明的第七实施例中，放大该系列短脉冲中的每个脉冲宽度，因而导致较容易的振铃信号检测。
图52中所示的振铃信号检测电路具有全波整流器300和两个边沿检测电路和310及320。全波整流器300全波整流来自交换机的通信线路L1与L2间的电压并给连接在它后面的电路供电。第一边沿检测电路在通信线路L1上的电位从“低”电平变到“高”电平时检测极性反转边沿。第二边沿检测电路320在通信线路L2上的电位从“低”电平变到“高”电平时检测极性反转边沿。
第一与第二边沿检测电路310与320被构成使得用于电流输出的电流镜像电路加到图7与图13中所示的电路或加到图10、图11与图12中所示的电路。
边缘检测电路310的输出端连到脉冲宽度放大电路330。边缘检测电路320的输出侧连到第二脉冲宽度放大电路340。操作在由整流器300提供的电压上的脉冲宽放大电路330将来自边沿检测电路310的触发电流变换为逻辑“1”电平的电压或电流输出，并且继续在固定时间期间输出这个电平，或直到输入复位信号为止。类似地，工作在来自整流器300的电压的脉冲宽度放大电路340将(来自边沿检测电路320的)第二边沿检测触发电流变换为逻辑“1”电平的电压或电流输出，并且继续在固定时间期间输出逻辑“1”电平。脉冲宽度放大电路330与340的输出端连到AND(与)电路350，AND电路350对来自脉冲宽度放大电路330与340的输出脉冲与(AND)操作。脉冲宽度放大电路330与340和AND电路350组成一个信号生成电路370，该电路370生成最后检测信号(在图52中用虚线围住)。AND电路350的输出连到光耦合器360，光耦合器360提供输出振铃信号的装置。光耦合器360将来自AND电路350的输出信号输出到控制电路，控制电路具有一个不同的地电平。
脉冲宽度放大电路330与340可使用各种电路，诸如(将在节[XII]中描述的)由MOS晶体管组成的积分电路、(将在节[XIII]中描述的)由双极性元件组成的积分电路以及(将在节[XIV]中描述的)单稳态多谐振荡器。在描述这些电路之后，将分别在节[XV]与[XVI]中描述图52所示的振铃检测电路的操作和优点。
由MOS晶体管组成的积分电路的示例用于脉冲宽度放大电路330与340图53表示信号生成电路370的结构(部分1)。图54表示图53所示的电路的特殊示例。
当脉冲宽度放大电路330与340由积分电路330A与340A组成时，如图53所示，给积分电路330A与340A输入一个复位信号。积分电路330A与340A的输出信号输入到具有两个输入端的AND电路350A。
图54中的积分电路330A的特殊示例有二极管d101、齐纳二极管d102、MOS晶体管Tr301和电容器CP61。积分电路340A有与积分电路330A一样的连接，并具有二极管d103、齐纳二极管d104、MOS晶体管Tr302和电容器CP62。
AND电路350由串联连接的MOS晶体管Tr311和Tr312组成，来自积分电路330A与340A的输出信号分别输入到AND电路的门。串联连接的MOS晶体管Tr311与Tr312连到光耦合器360，光耦合器360输出一个振铃检测信号。当MOS晶体管Tr311与Tr312都处于接通状态时，光耦合器360被激活，另外，该特殊示例包括用于输入复位信号的光耦合器361。当从外面输入一个复位信号时，积分电路330A与340A中的晶体管Tr301与Tr302同时接通。
从两个脉冲边沿检测电路310与320输出的触发脉冲电流分别加到积分电路330A与340A的输入端I1与I2。触发脉冲电流分别通过防反向电流(backward-current-proof)二极管d101与d103以及充电(积分)电容器CP61与CP62。以这种方式进行电压变换。作为输入电流积分的结果的电荷存储在电容器CP61与CP62中。
当收到一个长振铃信号时，出现过充电。但是，这个超过的充电量通过齐纳二极管d102与d104，以致该过电量不对电容器充电。当光耦合器361收到来自控制电路的电流时，MOS晶体管Tr301与Tr302都进入接通状态，电容器CP61与CP62放电，因此图54所示的电路进入复位状态。
在AND电路350A上处理两个积分输出电压(在CP61两端之间的电压和在CP62两端之间的电压)。当输入振铃信号时，电容器CP61与CP62都充电。因此，AND电路350A被激活，并且振铃信号经光耦合器360，振铃信号被发送到控制电路。当出现极性反转时，为了开始或释放通信线路，或是电容器CP61或是CP62进行充电，并且AND电路不被激活。即，防止输出差错信号。
更特别地，当在从第一极性反转出现时刻至电路被复位的时刻的固定时间期间内出现几个极性反转时，所述反转作为是振铃信号的指示。电容器CP61与CP62具有保持此振铃信号的功能，当从控制电路中输入复位信号时，此振铃信号波复位。
由双极性元件组成的积分电路的示例使用在脉冲宽度放大电路330与340中图55表示图52所示的信号生成电路370的结构，其中米勒(Miller)积分器用在脉冲宽度放大电路330与340中。
当在信号生成电路370中的脉冲宽度放大电路330与340是由米勒积分器330B与340B组成时，所述积分器的输出侧连到AND电路350B的两个输入端。
接下来，将描述使用由第一与第二双极性元件组成的积分电路的脉冲宽度放大电路。小节[XIII](1)与[XIII](2)分别描述第一与第二米勒积分器类型的脉冲宽度放大电路。在小节[III](3)中将描述根据图55所示的电路的特殊电路。
(1)第一米勒积分器类型脉冲宽度放大电路图56表示第一米勒积分器类型脉冲宽放大电路。
第一米勒积分器类型脉冲宽度放大电路具有连到正电源V+的防反向电流二极管d110和串联连到二极管110的恒流环路ILP1，恒流环路ILP1连到NPN晶体管Tr320集电极。在晶体管Tr320的基极与集电极之间连接电容器CP71。在晶体管Tr320的基极和第一米勒积分器类型脉冲宽度放大电路的输入端之间，以朝着晶体管Tr320的基极的前向方向连接防反向电流二极管d111。在晶体管Tr320的基极与负电原V-之间，以朝着晶体管Tr320的基极的正向方向连接保护二极管d112。在负电源V-和晶体管Tr320的集电极之间，以这样方式连接防止发生过充电(过电压)的齐纳二极管d113，使得晶体管Tr320的集电极电压被箝位在齐纳电压。在晶体管Tr320的发射极与负电原V-之间，以这样方式连接电平偏移二极管d114至d116的阵列，使得晶体管Tr320的发射极电压被箝位在电平偏移电压上。二极管阵列d114至d114并联连到发射极电阻R170。恒流环路ILP1的结构与图15所示的恒流环路ILP结构相同，并且，保护二极管d112在没有错误输入与没有短路发生时可省略。
当图56中所示的第一密勒积分器型的脉宽放大电路的输入端接到电流脉冲源Pi时，和在无信号输入时加上电源V+，则恒流环路ILP1进入接通状态，而电容器Cp71被充电。即，根据在晶体管Tr320上的密勒效应，电容器Cp71由充电电流ion/β充电，这里的ion表示恒流环路ILP1的输出电流，而β表示晶体管Tr320的共发射极电流放大系数。在充电期间，电流ion流过二极管阵列d114至d116与发射极电阻R170的结点，并输出“高”电平。
在充电期间，当电容器Cp71的端电势达到齐纳二极管d113的击穿电压时，所述二极管被激活，允许电流ion流过它(二极管d113)，和电容器Cp71的端电压箝制在该击穿电压。当该击穿电压高于电源电压时，不发生击穿。因此，由于漏电流流过齐纳二级管d113，恒流环路ILP1几乎不停留在通状态和短路状态，而且没有电流ion流过。流过二极管阵列d114至d116与发射极电阻R170之间的结点的电流下降为零，因此，输出“低”电平。为了防止在等候期间电流流通，齐纳电压被设定为高于电源电压的一个值。
当输入t1的电流脉宽时，根据晶体管Tr320的密勒效，应几乎电流脉冲中的所有输入电流ip都流过电容器Cp71，和该电容量以q(＝ip*t1)放电。当这个出现时，晶体管Tr320的集电极电压下降了ΔV(＝q/c)，而恒流环路ILP1的端子之间的电压差增加了。因此，恒流环路ILP1再次接通。因此，重新开始电容器Cp71的充电。当恒流环路ILP1进入通状态时，电流流过二极管阵列d114至d116与发射极电阻R170的结点，并且输出“高”电平。恒流环路ILP1输出电流ion直至ΔV变为0为止。在这个周期t2期间，充电电流(ion/β)流过电容器Cp71。这个时间周期t2为(q*β/ion)，它等效于(t1*ip*β/ion)。
因此，当根据表示式((β*ip/ion)＞1)确定β、ip和ion时，该输出脉冲宽度比输入脉冲的宽度更宽。即，该脉冲的宽度变宽了。当在充电期间发生极性反转时，和在全波整流器输出V+为零(极性反转的中间点)时，充电瞬时中断。但是，由于防反向电流二极管d110，电容器Cp71(既不充电也不放电，所以即使在充电重新开始之后还保持时间信息。当ΔV为0时，该电路返回到等候状态。
当晶体管Tr320以达林顿面向连接结构代替时，放大系统β变为β2。因此脉冲宽度可更有效地放大。当在电容器Cp71被充电的同时输入下一个电流脉冲ip时，所述电容器将立即放电。放电量将反映在输入最后脉冲之后充电时间长度(输出脉冲长度)。而且，当输入脉冲数量增加时，因此电容器Cp71被放电达到晶体管Tr320工作在饱和区的状态时，没有进一步的放电出现，因此限制了输出脉冲宽度的最大值。
如上所述，图56中的脉宽放大电路具有以下好处。
(1)根据其脉宽被放大的电流脉冲得到电压脉冲；(2)即使由于极性反转出现瞬时电源中断，仍保持时间信息；和(3)在等待期间，耗散功率几乎为零(只有漏电流)。
(2)第二积分器型的脉宽放大电路。
图57表示第二积分器型脉宽放大电路的结构。
在第二积分器型脉宽放大电路中，在输入端I与接地端之间串联恒流环路ILP2和电流镜象电路M60的输入端，当加上电压时恒流环路ILP2产生一个参考电流ion，电流镜象电路M60变换由恒流环路ILP2产生的电流ion为输出电流。而且，在输入端I和接地端之间，电容器Cp72与齐纳二极管d120二者并联连接，电容器Cp72存储等于过电荷量的输入电流的部分，齐纳二极管d120防止在电容器Cp72上出现过电荷。电流镜象电路M60的输出端是第二积分型脉宽放大电路的输出端。第二积分器型脉宽放大器如上述那样构成。当光耦合器串联到恒流环路ILP2或连接在电流镜象电路M60的输出端与另一个电流之间时，可进行对具有不同地电平的电路输出。
图57中的第二积分器型脉宽放大电路的输入端I接到电流脉冲源Pi。由电流脉冲源Pi输出的电流ip和流过恒流环路ILP2的电流ion遵循关系ip＞ion。当输入脉宽为t3的输入电流脉冲ip时，电流ion流过恒流环路ILP2，并且在同时，等于ip与ion之间的差的电流量流入电容器Cp72。因此，电容器Cp72被充电，电荷数量q为((ip-ion)*t3)。在输入电流已下降为零之后，电流继续流过电流环路ILP2，结果在时间t4期间电容器Cp72放电电荷q等于q/ion＝t3(ip-ion)/ion)。输出信号的长度为(t3+t4)。当在电容器Cp72已完全放电之前输入另一个电流脉冲ip时，所述电容器Cp72立即再充电。因此，充电量反映在输入最后脉冲之后的放电时间的长度(即输出脉冲长度)。而且，当输入脉冲数增加时，和当电容器Cp72被充电再达到齐纳二极管d120的击穿电压时，齐纳二极管d120击穿，因此防止电容器Cp72的任何再充电。因此，输出脉宽的最大值被限制，同时，超过的电压不被存储在电容器Cp72中。
如上所述，图57中所示的第二积分器型脉宽放大电路有以下好处。
(1)得到脉宽被放大的电流脉冲；(2)不需要另一个电流(当恒流环路ILP2串联连接到输出电路时)；和
(3)由于电流放大率设定给电流镜象电路，可输出大量的电流。
(3)图55中所示的信号产生电路具体例子的叙述图58表示图55中所示的信号产生电路的具体例子。
该信号产生电路的例子使用密勒积分器型电路330B和340B的第一密勒积分器型电路。
是第一脉宽放大电路的密勒积分器型电路330B具有与图56中所示电路结构相同的结构。它具有在加上电压时流过恒定电流ion的恒流环路ILP11，两个防反向电流二极管d130和d131，一个保护二极管d132，一个齐纳二极管d133，一个电平移位二极管d134至d136的阵列，一个晶体管Tr330，一个电阻R181和一个电容器Cp81。
与门电路350B有晶体管Tr351及352，和一个电阻R183，它们都串联连接在光耦合器360与负电源V-之间。
在等待期间，由于恒流环路ILP11和ILP12，电容器Cp81和Cp82被充电达到一个状态，在该状态中，电容器Cp81两端间的电压和电容器Cp82两端间的电压都接近通信线路之间的电压(即恒流环路ILP11两端间的电压和恒流环路ILP12两端间的电压分别几乎为零)，因此，没有电流流过脉冲放大电路330B和340B。当出现这种情况时，电阻R181两端间的电压和电阻R182两端间的电压都降为零。结果，与门电路350B接收逻辑电平‘0’的输入，因此没有电流流动。
当收到振铃(bell)信号时，而且因此脉冲边沿检测电路310和320(图52)输出电流给脉宽放大电路330B及340B的相应输入端I1和I2，晶体管Tr330和Tr340的密勒效应保证几乎从I1和I2来的所有电流都流过电容器Cp81和Cp82，因此使它们放电。因此，电容器Cp81两端间的电压和电容Cp82两端间的电压都下降。根据Cp81两端间的电压和Cp82两端间电压减少的数量，恒流环路ILP11两端间和恒流环路ILP12两端间的电压分别上升。因此，恒定电流ion可流过恒流环路ILP1和ILP2。恒定电流ion继续流动直至电容器Cp81和Cp82的充电状态返回到等待状态为止。在充电期间，电容器Cp81和Cp82作为每个电容量为β倍的普通电容器具有的电容量的电容器工作，这是由于晶体管Tr330和Tr340的密勒效应的结果。当电流ion流过恒流环路ILP11和ILP12时，均为脉宽放大电路330B及340B的输出电路的晶体管Tr330及Tr340的发射极电压上升并且与门电路350B接收作为输入的两个逻辑‘1’。因此，与门电路350B导通，而光耦合器360激活，导致振铃检测信号被转发到控制电路。只要恒定电流ion流通，将继续输出振铃检测信号。
在单个极性反转中，这极性反转代表通信的开始或释放，恒定电流ion流过恒流环路ILP11或恒流环路ILP12。因此，与门电路350B不能导通。齐纳二极管d133和d143工作以防止在加上异常高压时过充电。为了抑制在等待期间的电源耗散，齐纳二极管必须设定为稍高于在等待期间通信线路之间的电压的一个值。
使用脉宽放大电路330及340的单稳态多谐振荡器的例子。
图59表示图52所示的信号生成电路的结构(部分3)，在图52中，单稳态多谐振荡器用作每个脉宽放大电路。
在这个信号生成电路中，脉宽放大电路330C和340C的输出端连接到与门电路350C的两个输入端。用于每个脉宽放大电路330C及340C的单稳态多谐振荡器与图38(a)至图40中所示的任一个单稳态多谐振荡器相同。
使用单稳态多谐振荡器的信号生成电路的操作基本与使用密勒积分器型电路的信号生成电路的操作相同。当使用密勒积分器电路时，在振铃信号结束之后的振铃检测信号脉冲的宽度是不稳定的。但当使用单稳态多谐振荡器时，该宽度是固定的并由该单稳态多谐振荡器输出的脉冲的宽度确定。
当单稳态多谐振荡器用于振铃信号检测时，即使用于在极性反转期间没有电源消耗时的时间期间，也必须继续给单稳态多谐振荡器提供电源。因此，必须加上电源电容器或控制电源电路或类似电路为电源。而且，当使用可再触发单稳态多谐振荡器以使单稳态多谐振荡器的脉宽可为多于振铃信号的一个周期，在收到振铃信号时可得到连续脉冲。在第四实施例中叙述的图45至图48所示的电路之一用于该控制电源电路。
当单稳态多谐振荡器用于脉宽放大电路330C和340C，与门电路350C必须根据多谐振荡输出的电流构成。
图60(a)和(b)表示图59中所示的与门电路350C的示例结构。
图60中所示的与门电路350C有一个NPN晶体管Tr353和另一个NPN晶体管Tr354，晶体管Tr353的集电极接到输出端O，晶体管Tr354的集电极接到NPN晶体管Tr353的发射极。晶体管Tr353的发射极经过电阻R185接到负电源V-。晶体管Tr353的基极从由单稳态多谐振荡器构成的脉宽放大电路330C中接收输入电流脉冲；这个输入电流由二极管d151的阵列电压箝位。晶体管Tr354的基极从由单稳态多谐振荡器构成的脉宽放大电路340C接收电流脉冲；这个电流脉冲也由二极管d152的阵列电压箝位。
图60(b)中所示的与门电路350C有个NPN晶体管Tr355、一个NPN晶体管Tr356和一个NPN晶体管Tr357，晶体管Tr355的集电极接到输出端O，晶体管Tr356的集电极接到晶体管Tr355的发射极，晶体管Tr357的基极和集电极都接到晶体管Tr356的基极。晶体管Tr357的发射极接到负电源V-。晶体管Tr356的发射极也接到负电源V-。
晶体管Tr355的基极从由二极管d153的阵列电压箝位的脉宽放大电路330C接收电流脉冲。晶体管Tr356和Tr357构成一个电流镜象电路，从脉宽放大电路340C中输出的电流脉冲输入到该电流镜象电路。
图55中所示的信号生成电路370可使用一个与门电路和第二积分器型脉宽放大电路建立，第二积分器型脉宽放大电路输出电流，如图57中所示的。在这个情况下，构成与门电路，使得晶体管和二极度管的每区的PN极性和图60(a)及(b)中电极性都相同。
图52中所示的振铃信号检测电路的操作现在叙述振铃信号检测电路的操作，其中信号生成电路370由积分电路、密勒积分器型电路或单稳态多谐振荡器构成，如在[XI]至[XIII]中所述的。
全波整流器300整流通信线路L1与L2之间的电压，产生用于脉宽放大电路330及340和与门电路350的正电源V+和负电源V-。当在通信线路L上的电势从‘低’电平变为‘高’电平而出现极性反转时，边沿检测电路310在一个短时间期间内输出一个边沿检测触发电流。脉冲形状的边沿检测触发电流流过脉宽放大电路330并且其脉宽被放大，例如，使得它大于振铃信号的一个周期(在振铃信号接收的中间，在小脉冲连接之后和之前)。以相同的方式，当出现极性反转，其中通信线路L2上的电势从‘低’电平变为‘高’电平时，第二脉冲边沿检测电路320输出第二边沿检测触发电流。该触发电流流过脉宽放大电呼340并被放大为大于振铃信号脉宽的一个周期。
当收到振铃信号时，被相移了振铃信号周期的一半周期的触发电流检测脉冲从每个边沿检测电路310和320中输出。然后这两个触发电流检测脉冲由脉宽放大电路330及340放大到大于脉宽的一个周期。与门电路对从相应的脉宽放大电路330及340输出的这些较大脉冲进行与操作，并且输出一行脉冲，在不出现功耗时这些脉冲可能有瞬时中断。在该行脉冲中的瞬时中断部分中，与门电路350不根据从整流器300中的输出操作。该行脉冲中的瞬时中断的部分是短脉冲中的短时间期间。从与门电路350输出的该行脉冲实际上是一个检测信号，它经过光耦合器360转发到该控制电路。
在代表通信的开始或释放的单个极性反转中，或输出极性反转检测触发脉冲或输出其放大的更长的脉冲。因此，与门电路350不输出任何脉冲。即，当出现正常的极性反转时，不输出故障信号。
图52中所示的振铃信号检测电路的结果如上所述的振铃信号检测电路有以下好处。
(7-1)可得到振铃信号检测电路，在出现极性反转而不是振铃信号时它不输出任何故障信号；(7-2)输出一行较宽的脉冲作为振铃检测信号，而代替常规的短脉冲行；(7-3)因为振铃检测信号是一行较宽的短脉冲，所以增加了用于检测的有效电功率。
<第八实施例>
图61表示根据本发明的第八实施例的振铃信号检测电路。
振铃信号检测电路有一个全波整流器370，一个高电压检测电路380和一个光耦合器390。全波整流器370全波整流通信线路L1与L2之间的电压并且提供正电源V+和负电源V-给后面的电路。当高电压检测电路380检测到大于预定值的电压时允许恒定电流流过。光耦合器390提供一个振铃信号发送装置，用于发送振铃检测信号给具有一个不同地电平的控制电路。
高电压检测电路380和光耦合器390彼此串联在由全波整波器370提供的正与负电源V+与V-之间。
图62(a)至(c)详细叙述图61中所示的高电压检测电路。图62(a)是方框图。图62(b)和(c)表示所述检测电路的具体例子。
如图62(a)中所示的，高电压检测电路380有一个恒流环路ILP20，一个恒压装置381和一个电流镜象电路M70。当加上大于预定的电压时，恒流流过恒流环路ILP20。恒压装置381串联接到恒流环路ILP20或接在恒流环路ILP20内，它提供一个电压，在这个电压上，电流开始流到恒流环路ILP20。电流镜象电路M70接到恒流环路ILP20，它变换流过恒流环路ILP20的电流为输出电流。当到控制电路的连接使得电流镜象电路M70不必要时，可省去电流镜象电路M70。
恒流环路ILP20的结构与图15(b)中所示的电路结构相同，具有一个非线性电流放大器和一个线性电流镜象电路。非线性电流放大器有一个电流流入输入端I，一个电流流入输出端O和一个公用端COM，流过端子I和O的组合电流量流入该公用端COM。所述放大器在输入电流的零附近有最大的电流增益并具有随着输入电流增加而电流增益单调地递减至零。线性电流镜象电路有一个电流流出输入端I，一个电流流出端O和一个公用端COM，流过端子I和O的组合电流量流过公用端COM。非线性电流放大器的输入端I接到线性电流镜象电流的输出端O，而非线性电流放大器的输出端O接到线性电流镜象电路的输入端I。因此，得到环路电流放大。线性电流镜象电路的公用端COM和非线性电流放大器的公用端COM之间的通路是用于恒定电流流过。通过分别如上所述连接高电压检测电路到整流器370和光耦合器390，得到一个振铃信号检测电路。
在图62(b)中所示的电路中，恒流环路ILP20由两个PNP晶体管Tr371及Tr372、两个NPN晶体管Tr373及Tr4374和一个电阻Ron构成。图62(a)中的恒压装置381由图62(b)中的单个齐纳二极管d160构成。电流镜象电路M70由两个NPN晶体管Tr375和Tr376构成。在图62(c)所示的电路中，恒流环路ILP20由两个PNP晶体管Tr377及Tr378、两个NPN晶体管Tr379及Tr380和一个电阻Ron构成。恒压装置381由在恒流环路ILP20中实现的齐纳二极管d161构成。电流镜象电路M70由与Tr380共同工作的单个NPN单体管Tr381构成。
在图62(b)和(c)所示的电路中，恒流环路ILP20不能导通，直至齐纳二极管d160和d161击穿为止。通过确定齐纳二极管d160和d161的击穿电压，可设定检测电压。当所述电路激活时恒定电流经过电流镜象电路M20输出给控制电路。
因此，图62(a)至(c)中所示的高电压检测电路以少量的部件并使用电容器构成，在所加的电压大于预定电压以便允许恒定电流流动时能够检测。
接着，叙述图61中所示的振铃信号检测电路的操作。
通常，交换机提供48V的DC电压给经过通信线路电阻(小于2KΩ)接到通信线路的终端设备。在等待期间通信线路电阻大于10MΩ。因此，通信线路之间的电压几乎是但小于48V。
当输入振铃信号时，75V rms的AC电压加在48V DC电压上。因此，从该交换机提供的电压幅度的最大值为48±75√2V。当振铃信号是全波整流时，它被变换为脉动电流，分别出现58V和154V的峰值。即使极性反转检测电路或类似电路在一端上操作并且因此1mA电流流动，由于通过通信线路的压峰小于2V，在该端上振铃信号接收峰值电压超过48V。使电流开始流过高电压检测电路380的电压Von被设定为大于在等待期间从交换机来的电压但小于整流的振铃信号(脉动电流)的低侧峰电压的一个值，其中考虑了通过通信线路的压降。式子13具体地表示这些关系。振铃信号只在它超过上面设定的电压时才流通。
(48+(通信线路间的噪声电平))＜Von＜158-2)(V) (13)所述信号流过光耦合器390，它输出振铃检测信号到该控制电路。由于流通的电流量是恒定的，即使根据极性反转的方向该峰电压是不平衡的，但电流量是相同的(只是，电流的角度存在差别)。
当高电压检测电路380的电压Von下降并接近48V时，作为振铃检测信号电流流通的角度变得更宽(即，在极性反转期间电流瞬时中断时间变得更短)，但是由于噪声引起故障的可能性变高了。相反地，当该电压设定为高电压时，噪声的可证实性减小了，但是振铃检测信号的电流流通角变得更窄(即在极性反转期间电流瞬时中断时间变得更长了)。当该电压Von设定在58V至154V的范围内时，高电压检测电路380可作为振铃信号检测电路很好地工作。但是，只在较高的半周期区的部分，具体地讲在该脉动电流(即半波电流)的峰值电压周围电流才流通。因此，选择合适的电压必须考虑这些情况。
图63表示图61中所示电路的修改。
修改的示例电路被构成使得光耦合器390由高电压检测电路中的电流镜象电路和驱动。高电压检测电路380以与前面叙述的相同方式工作。
如上所述，第八实施例的振铃信号检测电路有以下好处。
(8-1)振铃信号检测电路可实现在出现极性反转而不是振铃信号时不输出故障信号；(8-2)一行短脉冲的常规振铃检测信号可被变宽(为一行较宽的短脉冲)；(8-3)可实现由小量部件而无任何电容器构成的振铃信号检测电路。
(第九实施例)图64表示根据本发明的第九实施例的振铃信号检测电路。
这个振铃信号检测电路有一个全波整流器400，一个高电压检测电路410，一个光耦合器420和一个脉宽放大电路430。全波整流器400全波整流来自该交换机的通信线路L1和L2之间的电压，并且提供电源给位于全波整流器400之后的电路。高电压检测电路410检测大于预定电压的所加电压，并使恒定电流流通。是振铃信号发送装置的光耦合器420输出振铃信号检测信息到具有不同地电平的控制电路。脉宽放大电路430放大流过光耦合器420的电流的宽度。
高电压检测电路410有作为恒压装置的一个齐纳二极管d170和串联连接的与恒流环路ILP20具有相同结构的一个恒流环路ILP30。在另一个方式中，高电压检测电路410被构成使得该恒压装置内部连接到恒流环路ILP30。脉宽放大电路430有一个恒流环路ILP31，一个电流镜象电路M80，一个电容器Cp80和一个齐纳二极管d171。接到光耦合器420的恒流环路ILP31给光耦合器420提供电流。使用两个NPN晶体管Tr391和Tr392，电流镜象电路M80发送与电流镜象电路M80具有相同地电平的振铃检测信号到随后的电路(即接在电流镜象电路M80后的电路)。电容器Cp80存储电荷以便保持电流流过光耦合器420。齐纳二极管d171阻止在电容器Cp80中过电荷的累加。当随后的电路不需要时，电流镜象电路M80可省去。
图64中所示的振铃信号检测电路被构成使得脉宽放大电路430加在第八实施例的振铃信号检测电路。振铃信号检测的原理与第八实施例的原理相同，因此省去整个操作的叙述，除了叙述所加的脉宽放大电路430外。
假定i30表示流过高电压检测电路410中的恒流环路ILP30的电流量，和i31表示流过高电压检测电路430中的恒流环路ILP31的电流量，值i30和i31根据关系i30＞i31设定。当振铃信号被整流时，并因比在从整流器400输出电压的高电压区中的电流i30流通时，电流i31按照脉宽放大电路牌430中的恒流环路ILP31流过光耦合器420。因此，剩余电流(即i30-i31)充电Cp80。在这之后，当由于整流器400来的短脉冲电压进入低压区，电流i30停止流通时，以电容器Cp80中的电荷作为能量电源，恒流环路ILP31使恒定电流i31连续地流过光耦合器420。
恒定电流i31保持流通直到不存在用于放电的电荷为止。
假定T表示振铃信号的周期，T1和T2分别表示充电和放电。而且假定Q1和Q2为Q1＝(i30-i31)*T1Q2＝i31*T2式中T≥(T1+T2)在这里，当Q1和Q2被设定满足关系(Q1＞Q2)时，在振铃信号的每个周期存储可用于充电的剩余量(Q1-Q2)，因此T变为T1+T2。因此，振铃检测信号可连续地输出，允许电流镜象电路M80连续地输出电流给随后电路(即接在电流镜象电路M80后的电路)。电容器Cp80两端间的电压根据可用于放电的剩余电荷上升，而当它达到齐纳二极管171的齐纳电压时，它被箝位在所述齐纳二极管的击穿电压。
图65表示图64中所示的振铃信号检测电路的修改。
振铃信号检测电路被构成使得包括NPN晶体管Tr393和Tr394的电流镜象电路M90被加在高电压检测电路410。并联接在全波整流器400的输出端的电流镜象电路M90的输出端经过防反向电流二极管极d172连接到脉宽放大电路430的输入端。图65中所示的振铃信号检测电路以与图64中所示的电路以相同的方式工作。
如上所述，该实施例的振铃信号检测电路有以下好处。
(9-1)当出现极性反转而不是振铃信号时，振铃信号检测电路可实现不输出任何故障信号；(9-2)当在极性反转期间全波整流器400的输出电压为零时，可输出完全连续的没有瞬时中断的长脉冲的振铃检测信号。
<第十实施例>
图66表示根据本发明的第十实施例的振铃信号检测电路。
振铃信号检测电路有一个全波整流器440，一个高电压检测电路450，一个光耦合器460，一个脉宽放大电路470和一个防反向电流二极管d180。全波整流器440全波整流来自交换机的通信线路L1和L2之间的电压，然后提供电源给接到它的电路。高电压检测电路450检测大于预定电压的所加的电压，当这情况出现时允许恒定电流流通。用作振铃信号发送装置的光耦合器460输出振铃检测信号给具有不同地电平的控制电路，该光耦合器460的电源端接到全波整流器440输出的正电源V+。脉宽放大电路470放大流过光耦合器460的脉冲电流的脉宽。防反向电流二极管d180接在高电压检测电路450和脉宽放大电路470之间。
高电压检测电路450有一个齐纳二极管d181，它与第九实施例的高电压检测电路410的齐纳二极管相同，和一个恒流环路ILP40。脉宽放大电路470有一个恒流环路ILP41，一个电流镜象电路M100，一个电容器Cp81和一个齐纳二极管d182。恒流环路ILP41确定流过光耦合器460的电流的电流标准。串联接到恒流环路ILP41的电流镜象电路M100产生是流过光耦合器460的电流标准预定倍数的电流量，和输出振铃检测信号到接在电流镜象电路M100后的电路，其中该电路具有与电流镜象电路牌M100相同的地电平。电容器Cp81存储电荷，将允许在固定的时间期间输出振铃检测信号。齐纳二极管d182防止电容器Cp81过充电。当不需要发送振铃检测信号到这些电路时可省去用于接在电流镜象电路M100后的电路的输出晶体管。
接着叙述图66中所示的振铃信号检测电路的操作。
第十实施例的振铃信号检测电路使用第九实施例的改进型的脉宽放大电路。振铃信号检测电路及其脉宽放大电路的基本操作在操作原理上与第九实施例的振铃信号检测电路的基本操作相同，利用脉宽放大电路即使没有电流流过高电压检测电路450，电流也流过光耦合器460，因此省去基本操作的描述。在这里，叙述改进的脉宽放大电路。
第九实施例的振铃信号检测电路的电容器Cp80必须具有大的电容，因为在其中存储的电荷将用于在没有电流流过高电压检测电路410时提供电流i31给光耦合器420。当与振铃信号混合的电压与从交换机来的电源一起整流时，产生脉动电流，其中交替地出现大的154V电压和相对小(但仍然大)的58V电压。因此，在当输入大电压时的阶段期间，长期的电流经过高电压检测电路410；相反地，在输入大电压时的阶段期间，短期电流流过它。因此，从电源提供器观察，出现不平衡电流。
在第十实施例的振铃信号检测电路的脉宽放大电路470中，流过恒流环路ILP40的电流i40，流过恒流环路ILP41的电流i41，和电容器Cp81的电容各小于第九实施例的振铃信号检测电路中的相应电流或电容。从振铃信号检测电路流过光耦合器460的电流由电流镜象电路M100放大。电流量是恒定的、与整流的脉动电流峰值无关(即使加上大于二极管的正向电压的电压时，相同的电流量流通)的放大电流流过脉宽放大机制的外部。因此，从电源提供者观察，电流平衡改善了。
而且，即使在极性反转期间没有提供电源时，在光耦合器460中出现短时电流中断，这样中断的长度还是很短的。
当流过高电压检测电路450的电流i40为零时防反向电流二极管d180防止电容器Cp81中电荷放电和防止通过高电压检测电路450反向流通。如果高电压检测电路450具有足够能力防止反向流通，则可省去二极管d180。
图67表示图66中所示的振铃信号检测电路的修改。
在修改的振铃信号检测电路中，由NPN晶体管Tr395和Tr396构成的电流镜象电路M101加在高电压检测电路450，后者接到全波整流器440的输出侧。电流镜象电路M101经过防反向电流二极管d181接到脉宽放大电路470的输入端。图67中所示的修改的振铃信号检测电路以与图66中所示的电路相同的方式工作。
第十实施例的修改的振铃信号检测电路有以下好处。
(10-1)实现一个振铃信号检测电路，在出现极性反转而不是振铃信号时，它不输出故障信号；(10-2)一行短脉冲的常规振铃检测信号可转换为一个行较宽的短脉冲(除了只在极性反转期间全波整流器输出零电平时出现短的中断)；(10-3)电容器Cp81容量比电容器Cp80小；(10-4)从电源提供器来观察，提供的电流是很平衡的。
《第十一实施例》图68表示根据本发明的第十一实施例的振铃信号检测电路。
该振铃信号检测电路有一个全波整流器480，一个高电压检测电路490，一个光耦合器500，两个脉宽放大电路510及520和两个防反向电路二极管d182及d183。全波整流器480全波整流从该交换机来的通信线路L1及L2这间的电压。高电压检测电路490检测大于预定电压的所加的电压，结果使得恒定电流流通。光耦合器500发送振铃检测信号到具有不同地电平的控制电路。第一脉宽放大电路510放大由高电压检测电路490输出的电流的宽度。接在高电压检测电路490与脉宽放大电路510之间的防反向电流二极管d182防止通过脉宽放大电路510回流的电流。当在极性反转期间全波整流器480输出零电压时，第二脉宽放大电路520连续地输出电流到耦合器500，其中在正在输入振铃信号的同时出现极性反转的。接在整流器480的正电源端与脉宽放大电路520之间的防反向电流二极管d183防止反向电流流过脉宽放大电路520。
高电压检测电路490有一个齐纳二极管和一个恒流环路ILP50，该齐纳二极管与第九实施例的高电压检测电路410的齐纳二极管相同。
脉宽放大电路510有一个恒流环路ILP51，一个电流镜象电路M110，一个电容器Cp83和一个齐纳二极管d185。恒流环路ILP51确定流过脉宽放大电路520的电流的电流标准。串联接到恒定环路ILP51的电流镜象电路M110使得电流量(等于几倍的电流标准量，这里n是一个预定数)流过脉宽放大电路520，并发送振铃检测信号到随后的电路，所述电路具有与电流镜象电路M110相同的地电平。电容器Cp83存储电荷，在振铃信号检测期间没有来自高电压检测电路490的电流时允许振铃检测信号(电流)继续输出。齐纳二极管d185防止过电流充电电容器Cp83。
脉宽放大电路520有一个恒流环路ILP52，一个电容器Cp84和一个齐纳二极管d186。恒流环路ILP52确定流过光耦合器500的电流的电流标准。电容器Cp84存储电荷以保持在来自全波整流器480的输出电压为零时(在振铃信号输入的同时极性反转期间)电流流入光耦合器500。齐纳二极管d186防止电容器Cp84过充电。而且，当不需要发送振铃检测信号到所述电路时，可省去用于接在电流镜象电路M110的电路的电流镜象电路M110的输出晶体管。
接着叙述图68中所示的振铃信号检测电路的操作。
图68中所示的振铃信号检测电路被构成，使得第二脉宽放大电路520在第十实施例的振铃信号检测电路。即使在没有电流流过高电压检测电路490时，振铃信号检测的过程和用于放大连续流过光耦合器500的电流的脉冲宽度的第一脉宽放大电器510的操作与第十实施例的振铃信号检测电路的情况相同。因此，省去这些部分的叙述，而只叙述脉宽放大电路520的操作。
在第十实施例的振铃信号检测电路中，能够使用较小容量的电容器Cp81，所以在从交换机观察时，电流平衡显著地改善。但是，仍有一个弱点当从全波整流器440输出的电压为零时，振铃信号瞬时中断，这在收到振铃信号时极性反转期间出现。这个弱点可使用脉宽放大电路520以这样方式解决脉宽放大电路520驱动光耦合器500，即使在全波整流器480的输出电压为零时。这是通过充电和放电脉宽放大电路520的电容器Cp84得到的。
图69表示图68中所示的振铃信号检测电路的修改。
在修改的振铃信号检测电路中，PNP晶体管Tr397及Tr398加到高电压检测电路490，和全波整流器480的输出端并联连接到这些电路。而且，高电压检测电路490的输出端经过二极管d182接到脉宽放大电路510的输入端。图69中所示的振铃信号检测电路以与图68中所示的电路相同的方式工作。
第十一实施例的振铃信号检测电路有以下好处。
(11-1)可实现振铃信号检测电路，在出现极性反转而不是振铃信号时，不输出任何故障信号；(11-2)即使在极性反转期间没有来自全波整流器480的输出电流流通时，也可得到振铃检测信号，该信号是完全连续的长脉冲；(11-3)电容器Cp83的容量可比第九实施例的电容器Cp80的容量小；(11-4)从电源提供器观察，电流平衡很好。
《第十二实施例》图70(a)和(b)表示根据本发明的第十二实施例的振铃信号检测电路。图70(a)中的电路相应于图61中的电路。图70(b)中的电路相应于图63中的电路。
振铃信号检测电路有一个全波整流器550，一个恒流脉冲输出电路560和一个光耦合器570。全波整流器550全波整流来自该交换机的通信线路L1和L2之间的电压，而且分别经过正和负电极端子V+和V-提供正的和负的电源。只在正和负电极端子之间的电压在预定范围内时，恒流脉冲输出电路560才输出恒定电流。意味着用于发送振铃信号装置的光耦合器570发送振铃检测信号给具有不同地电平的控制电路。
例如，恒流脉冲输出电路560由图3、图7或图13中所示的一个电路和图10至图12中所示的一个电路所接的电路构成的。
在恒流脉冲输出电路560中，在进行电话设备的绝缘测试时，预定的高电压V2被设定低于通信线路之间电压的下限(约200V)。预定的低电压V1设定为大于在等待期间通信线路L1和L2之间电压的一个值(约48V)。而且，当接到随后电路、用于输出的电流镜象电路不需要时(在恒流脉冲输出电路560中，它只在预定的高电压和低电压之间流通恒流电流)，则电流镜象电路可省去。
图70中所示的振铃信号检测电路的操作与第八实施例的情况相同，所以省去其叙述。
如早已说明的，存在着绝缘测试，其中高电压通过通信线路L1和L2发送。恒流脉冲输出电路560的预定高电压V2被设定小于在绝缘测试期间确定的下限电压。当超过电压V2的稳态电压加在通信线路之间时，则没有电流流过恒流脉冲输出电路560。在达到绝缘测试中稳态电压之前的瞬态期间，在转换电压进入电压范围V1-V2时，电流只流通很短的时刻。
第十二实施例的振铃信号检测电路有以下好处。
(12-1)可实现振铃信号检测电路，当出现极性反转而不是振铃信号时，它不输出故障信号；(12-2)可实现振铃信号检测电路而无需任何电容器；(12-3)可使用小量部件实现振铃信号检测电路；(12-4)当进行绝缘测试时，高电压加在该通信线路。在绝缘测试期间，只有孤立的短脉冲可输出。因此，振铃信号检测电路通过该绝缘测试。
《第十三实施例》图71(a)和(b)表示根据本发明的第十三实施例的振铃信号检测电路(部分1和部分2)。图71(a)相应于图64，而图71(b)相应于图65。
图71(a)中所示的振铃信号检测电路有一个全波整流器电路580，一个恒流脉冲输出电路590，一个光耦合器600和一个脉宽放大电路610。全波整流器580全波整流从该交换机来的通信线路L1和L2之间的电压。当全波整流器580的正和负电极端子之间的电压在预定范围内时，恒流脉冲输出电路590输出恒定电流。用作振铃信号发送装置的光耦合器600发送振铃检测信号到使用不同地电平的控制电路。脉宽放大电路610放大流过光耦合器600的电流宽度。
恒流脉冲输出电路590具有与第十二实施例的恒流脉冲输出电路560相同的结构，而脉宽放大电路610具有与第九实施例的图64中所示的脉宽放大电路相同的结构。因此，图71(a)中所示的振铃信号检测电路被构成，使得图64中所示的高电压电路以恒流输出电路代替。恒流脉冲输出电路590的预定高和低电压以与在第十二实施例中相同的方式设定；即，它们被设定使得预定的高电压和脉宽放大电路610的齐纳二极管的电压之和小于从绝缘测试得到的下限电压。
图71(b)中所示的振铃信号检测电路被构成，使得在图65中所示的振铃信号检测电路中的高电压检测电路410以恒流脉冲输出电路590代替。恒流脉冲输出电路590的预定高电压以与恒流脉冲输出电路560的预定高电压相同的方式设定。
振铃信号检测操作与第九实施例的振铃信号检测电路的操作相同。相应于绝缘测试所加的电压的操作与第十二实施例振铃信号检测电路的操作相同。
如上所述，第十三实施例的振铃信号检测电路有以下好处。
(13-1)可实现一个振铃信号检测电路，在出现正常的极性反转而不是振铃信号时，它不输出任何故障信号；(13-2)当在极性反转中全波整流器输出零电压时，可输出完全连续的长脉冲的振铃检测信号；(13-3)当绝缘测试时高电压加在通信线路上。在绝缘测试期间，只输出孤立的短脉冲，和振铃信号检测电路通过该绝缘测试。
《第十四实施例》图72(a)和(b)表示根据本发明的第十四实施例的振铃信号检测电路。图72(a)相应于图72(a)相应于图72(b)，而图72(b)相应于图67。
每个振铃信号检测电路有一个全波整流器620，一个恒流脉冲输出电路630，一个光耦合器640，一个脉宽放大电路650和一个防反向电流二极管d185。全波整流器620全波整流来自该交换机的通信线路之间的电压，并经过正和负电极端子V+和V-提供电源给随后的电路。在正和负电极端子之间的电压在预定电压范围内时，恒流脉冲输出电路630使得恒定电流流通。用作振铃信号发送装置的光耦合器发送振铃检测信号给具有不同地电平的控制电路，光耦合器的电源端接到全波整流器620输出的正电源V+。脉宽放大电路650放大流过光耦合器640的电流的脉宽。防反向电流二极管d185接在恒流脉冲输出电路与脉宽放大电路650之间。
恒流脉冲输出电路630具有与第十二实施例的恒流脉冲输出电路560相同的结构。全波整波器620、光耦合器640、脉宽放大电路650和二极管d185与第十实施例中的相同。
在图72(a)中所示的振铃信号检测电路中一图66中所示的振铃信号检测电路的高电压检测电路450以恒流脉冲输出电路630代替。而且，与图66中所示的全波整流电路相同的全波整流电路620、恒流脉冲输出电路630、光耦合器640、脉宽放大电路650和二极管d185是连接的。类似地，在图72(b)中所示的振铃信号检测电路中，图67中所示的振铃信号检测电路的高电压检测电路450以恒流脉冲输出电路630代替。而且，与图67中所示的全波整流器相同的全波整流器620、恒流脉冲输出电路630、光耦合器640、脉冲放大电路650和二极管d185是连接到电路630。
在图72(a)中所示的振铃信号检测电路中，恒流脉冲输出电路630的预定高和低电压以与第十二实施例相同的方式确定，被设定使得该预定的高电压与脉宽放大电路610中齐纳二极管的齐纳电压之和小于在绝缘测试期间确定的下限电压。
在图72(b)中所示的振铃信号检测电路中，恒流脉冲输出电路630的预定高电压以与第十二实施例的恒流脉冲输出电路560的预定高电压相同的方式设定。
这些电路的振铃信号检测操作与第十实施例的振铃信号检测电路的振铃信号检测操作相同。相应于绝缘测试中所加的电压与第十二实施例的振铃信号检测电路的所加电压相同。
因此，第十四实施例的振铃信号检测电路有以下好处。
(14-1)可实现振铃信号检测电路，当出现极性反转而不是振铃信号时，它不输出任何故障信号；(14-2)由检测输出信号的构成的一个常规的短脉冲行可被改变为一行具有较宽脉宽的脉冲(除非在极性反转期间全波整流器输出零电压，在这种情况下在检测信号中出现瞬时中断)；(14-3)所采用的电容器的容量可小于第十三实施例的电容器的容量；(14-4)从电源供给器观察，供给的电流很平衡；(14-5)当进行绝缘测试时，高电压加在该通信线路。在绝缘测试期间，只输出孤立的短脉冲，和该振铃信号检测电路通过绝缘测试。
《第十五实施例》图73(a)和(b)表示根据本发明的第十五实施例的振铃信号检测电路。图73(a)相应于图68，而图73(b)相应于图69。
每个振铃信号检测电路有一个全波整流器660，一个恒流脉冲输出电路670，一个光耦合器680，两个脉宽放大电路690及700和两个防反向电流二极管d186及d187。全波整流器660全波整流来自该交换机的通信线路L1及L2之间的电压，并经过正和负电极端子提供电源给随后的电路。恒流脉冲输出电路670以与第十二实施例的振铃信号检测电路中的恒流脉冲输出电路560相同的方式构成。全波整流电路660、光耦合器680、脉宽放大电路690和700以及二极管d186和d187的结构与第十一实施例的相应电路的结构相同。
在图73(a)中所示的振铃信号检测电路中，图68所示的振铃信号检测电路的高电压检测电路490以与全波整流器电路660、恒流脉冲输出电路670、光耦合器680、脉宽放大电路690及700和二极管d186及d187连接的恒流脉冲输出电路670代替。在图73(b)中所示的振铃信号检测电路中，图69中所示的振铃信号检测电路的高电压检测电路490以恒流脉冲输出电路670代替，和与图69中所示的全波整流电路相同的全波整流电路660、光耦合器680、脉宽放大电路690及700和二极管d186及d187接到它。
在图73(a)中所示的振铃信号检测电路中，恒流脉冲输出电路670的高和低电压以与第十二实施例的相同方式确定。该高电压与脉宽放大电路690中齐纳二极管的齐纳电压之和被确定，使得它小于绝缘测试电压的下限。
在图73(b)中所示的振铃信号检测电路中，恒流脉冲输出电路的高电压以与第十二实施例的恒流脉冲输出电路560的高电压相同的方式确定。
上述振铃信号检测电路中振铃信号检测操作是与第十一实施例的振铃信号检测电路的振铃信号检测操作相同。相应于绝缘测试中所加电压的相应操作O是与第十二实施例的振铃信号检测电路的相应操作相同。
第十五实施例的振铃信号检测电路有以下好处。
(15-1)可实现振铃信号检测电路，在出现极性反转而不是振铃信号时，它不输出任何故障信号；(15-2)当在极性反转期间全波整流器输出零电压时，可输出完全连续的长脉冲的振铃检测信号；(15-3)内部电容器可较小；(15-4)从电提供器观察，所加的电流很平衡；(15-5)当进行绝缘测试时，高电压加在通信线路。在绝缘测试期间，只输出孤立的短脉冲，和该振铃信号检测电路通过该绝缘测试。
应该指出，本发明不限于这些实施例；即可进行上述实施例的各种修改。例如，图3中所示的电路用于边沿检测电路30A和30B，它可串联接到发光器件和隔离器，或者接到该电流镜象电路的输入端，而该电流镜象电路的输出端可接到发光器件和隔离器。而且，电压Von可设为电源的标称电压的下限，而电压Voff可设定为上限。以这样方式，可构成用于监视DC电源的DC电源监视电路。即，在输出标称电压的同时发光器件和隔离器工作。
在图38(a)至图40中所示的恒流单稳态多谐振荡器中，所述多谐振荡器的最小工作电压稍微大了，最大工作电压取决于其器件的耐压。即，工作电压范围是宽的和在等待期间耗散功率几乎为零。因此，恒流单稳态多谐振荡器可用作各种设备的延迟电路，或者用作时间常数电路以迫使它们接通。
控制电源电路230工作以防止过电流流通，而且为此插入恒流环路231a和231a。而且，当加上大电压时，齐纳二极管d92 d94工作。即，当没有接负载时，功率耗散为零。因此，控制电源电路230可用作保持连接的电压浪涌抑制器。而且，在以这样方式进行设定时，即二极管d92和d24总是处在导通状态时，在输出少量电流时输出由二极管d92和d94确定的电压。另外，当负载重时，输出由恒流环路231a和231a确定的恒流。即，控制电源电路230作为提供恒定电流和恒定电压的电源电路工作。因此，在控制电源电路230之前接一个全波整流器，可建立具有恒定电压和恒定电流特性的DC电源。
而且，根据至此所叙述的本发明的电路中。全波整波器负输出侧用作地，而正输出侧用作电源。当晶体管的p型区和n型区倒换时，和二极管的阳极及阴极的方向同样地转换时，则可得到与这些电路相同的功，其中全波整流器电路的正输出侧用作地，而负输出侧用作电源。
权利要求
1.遥测设备，它经过交换机和电话机及电话网络中的该遥测设备之间的通信线路来遥测数据，其中在开始和停止使用电话机所使用的通信线路时，该交换机提供正常的极性反转，而在开始和停止使用遥测设备所使用的通信线路时提供慢极性反转，慢极性反转的第一周期大于正常极性反转的第二周期，该遥测设备包括用可测量极性反转周期的测量装置；和判定装置，用于判定正常极性反转和慢极性反转的哪一个出现极性反转。
2.根据权利要求1的遥测设备，其特征在于。该测量装置具有检测边沿并输出表示边沿检测的电流的边沿检测电路，该边沿是随所设置的上峰值电压和下峰值电压变化的输入电压中的上升沿和下降沿之一，该边沿检测电路包括第一电压确定装置，用于确定在上峰值电压与下峰值电压之间的第一特定电压；第二电压确定装置，用于确定在上峰值电压与下峰值电压之间的第二特定电压；第一转换检测装置，用于检测在第一特定电压上的输入电压的第一转换；电流许可装置，在检测到第一转换时许可电流流通；第二转换检测装置，用于检测在第二特定电压上的输入电压的第二转换；和电流禁止装置，在检测到第二转变时禁止电流流通。
3.根据权利要求2的遥测设备，其特征在于，该电流许可装置包括允许该电流恒定地流通的一个恒流环路，和该电流禁止装置包括用于停止该恒流环路工作的一个反馈环路。
4.在不输出电流时不耗散电功率的单稳态多谐振荡器，该单稳态多谐振荡器包括电流许可装置，响应输入触发信号，许可电流恒定地流通；和电流禁止装置，当从出现该触发信号开始的特定期间期满时禁止该电流流通。
5.在不输出电流时不耗散电功率的单稳态多谐振荡器，该单稳态多谐振荡器包括电流许可装置，响应输入触发信号许可第一电流和第二电流流通；电流充电装置，用于充电第二电流产生一个电压；电压检测装置，用于检测该电压达到一个特定的电压；和电流禁止装置，当检测到该电压达到该特定电压时，禁止第一电流流动。
6.根据权利要求5的单稳态多谐振荡器，其特征在于，该电压检测装置由第二电流激活。
7.根据权利要求6的单稳态多谐振荡器，其特征在于，还包括放电装置，用于放电由该电流充电装置充电的电流。
8.根据权利要求7的单稳态多谐振荡器，其特征在于，还包括电流放电装置，用于放电该电流充电装置的第二电流，为了响应在检测该电流充电装置的电压达到该特定电压之前的触发信号，允许该电流充电装置再充电。
9.检测以预定周期交替变换的振铃信号的振铃信号检测电路，该振铃信号检测电路包括上升沿检测装置，用于检测输入信号的上升沿；下降沿检测装置，用于检测该输入信号的下降沿；测量装置，用于测量该上升沿检测与该下降沿检测之间的周期；和判定装置，通过比较所测量的周期和该预定的周期，判定该输入信号是否与该振铃信号相似。
10.根据权利要求9的振铃信号检测电路，其特征在于，上升沿检测装置和下降沿检测装置之一包括检测边沿并输出表示边沿检测的电流的边沿检测电路，该边沿是随所设置的上峰值电压和下峰值电压变化的输入电压中的上升沿和下降沿之一，该边沿检测电路包括第一电压确定装置，用于确定在上峰值电压与下峰值电压之间的第一特定电压；第二电压确定装置，用于确定在上峰值电压与下峰值电压之间的第二特定电压；第一转换检测装置，用于检测在第一特定电压上的输入电压的第一转换；电流许可装置，在检测到第一转换时许可电流流通；第二转换检测装置，用于检测在第二特定电压上的输入电压的第二转换；和电流禁止装置，在检测到第二转变时禁止电流流通。
11.根据权利要求10的振铃信号检测电路，其特征在于，该电流许可装置包括允许该电流恒定地流通的一个恒流环路，和该电流禁止装置包括用于停止该恒流环路工作的一个反馈环路。
12.根据权利求9的振铃信号检测电路，其特征在于，还包括第一脉冲产生装置，用于产生具有比该预定周期长的第一宽度的第一脉冲；第二脉冲产生装置，用于产生具有比该预定周期长的第二宽度的第二脉冲；和提取装置，用于提取第一脉冲和第二脉冲之间的重叠，其中该判定装置根据所提取的重叠判定。
13.振铃信号检测电路，它检测在最大电平内跨越基准电平变化的交变振铃信号并且输出表示交变振铃信号的检测的电流，该振铃信号检测电路包括基准电平转换检测装置，用于检测在基准电平上该交变振铃信号的转换；和电流许可装置，当检测到交变的振铃信号时允许该电流流动。
14.根据权利要求13的振铃信号检测装置，其特征在于，还包括最大电平转换检测装置，用于检测在最大电平上该振铃信号的转换；和电流禁止装置，当在最大电平上检测到该振铃信号的转换时，禁止该电流流通。
15.根据权利要求14的振铃信号检测电路，其特征在于，该基准电平转换检测装置和该最大电平转换检测装置之一包括检测边沿并输出表示边沿检测的电流的边沿检测电路，该边沿是随所设置的上峰值电压和下峰值电压变化的输入电压中的上升沿和下降沿之一，该边沿检测电路包括第一电压确定装置，用于确定在上峰值电压与下峰值电压之间的第一特定电压；第二电压确定装置，用于确定在上峰值电压与下峰值电压之间的第二特定电压；第一转换检测装置，用于检测在第一特定电压上的输入电压的第一转换；电流许可装置，在检测到第一转换时许可电流流通；第二转换检测装置，用于检测在第二特定电压上的输入电压的第二转换；和电流禁止装置，在检测到第二转变时禁止电流流通。
16.根据权利要求15的振铃信号检测电路，其特征在于，该电流许可装置包括允许该电流恒定地流通的一个恒流环路，和该电流禁止装置包括用于停止该恒流环路工作的一个反馈环路。
17.根据权利要求13的振铃信号检测电路，其特征在于，还包括脉冲产生装置，用于产生相应于该电流的脉冲，其中该脉冲的脉宽大于该电流的脉宽。
18.规则电平检测电路，它检测在不规则电平内的信号并输出表示检测在该基准信号内的信号的电路，该规则电平检测电路包括规则转换检测装置，用于检测在该基准电平内的预定电平上该信号的转换；电流许可装置，当检测在该预定电平上该信号转换时，允许该电流流通；不规则转换检测装置，用于检测在不规则电平上信号转换；和电流禁止装置，当检测在该不规则电平上该信号转换时禁止该电流流通。
全文摘要
本发明的目的是提供遥测电功率，煤气和供水的遥测设备，用于经过具有交换机的电话网络进行遥测，其中该遥测设备响应正常极性反转、慢极性反转和在开始使用或不使用通信线时加在线路之间的呼叫振铃信号。为了达到上述目的，根据本发明的遥测设备包括检测装置，参照相应的预定电压和相应的预定周期检测这些极性反转的上升边沿或下降边沿和以其为特征的信号，因此，从其它中区别出这些极性反转和信号之一。
文档编号H03K3/0232GK1722753SQ20051008949
公开日2006年1月18日 申请日期1997年6月26日 优先权日1996年6月26日
发明者宫下时男, 小高利彦, 中村德雄, 上原启靖 申请人:冲电气工业株式会社