专利名称：恒定负载放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及电子放大。更具体地，本发明涉及线性推挽式功率放大器的偏压。
背景技术：
电子放大器已经被应用于诸如音频再生的应用中。可以通过低电平电信号来再现音频。在将这样的信号转换成人耳可以感知的声音的过程中，其根据电压和/或电流被放大并且传输至机电转换器，即，扩音器。通过使用通常所说的功率放大器来实现电放大。
目前，用于线性应用(诸如音频再生)的大多数功率放大器都是推挽式放大器。这样的放大器采用了分别将电流源出和吸收至诸如扩音器的负载的完全不同的第一和第二电路。从而，第一电路被称为源出电路，以及第二电路被称为吸收电路。相应地表示它们的组成部分。
源出电路源出了电流，从而连接至电源的正电压提供端，而吸收电路吸收了电流，从而连接至电源的负电压提供端。源出和吸收电路各具有一个或多个串联或并联连接的功率处理输出装置。
特别是当电流低时，有源功率输出装置，即，电子管或功率晶体管，本身是非线性的。在推挽式放大器中，这会导致产生交越失真(crossover distortion)。当负载电流切换方向时，即，操作负载电流从一个或一组源出输出装置切换至一个或一组吸收输出装置或反过来时，发生交越。
用于降低有源输出装置中的固有非线性的影响，及随后降低交越失真的装置是用于使静态电流横向穿过源出和吸收输出装置的。当负载电流低时，通过适当上拉通过输出装置的静态电流，迫使其在更线性的区域中运行。这称为偏压。以此方式运行的放大器通常被称为A类或AB类运行。
对于所有容许负载来说，当放大器运行时，传统的A类放大器被施以偏压以一直提供静态电流的直接传导。缺点是静态电流经常变得非常大，导致了很大的内部功率消耗。在传统的AB类放大器中，静态电流非常低，但是超过某一通常非常低的电平的负载电流会使得在任何给定点不能及时承载负载电流的有源输出装置切断，从而引起了一些交越失真。
在本领域中，已知对于传统的AB类放大器来说，在使静态电流保持相同的幅值的同时防止切断，从而克服了传统A类放大器的缺点而不会引入明显的交越失真。
在一些应用中，功率放大器具有非常低的输出阻抗是非常重要的。例如，高性能扩音器的设计者通常将功率放大器模型化成完美或接近完美的电压源。因而，模型化的功率放大器的输出基本保持电压与输入信号成比例，而与由扩音器的电抗部分导致的阻抗变化无关。这意味着当连接至扩音器的功率放大器具有低输出阻抗时，一起构成扩音器的部件(即，外壳、扬声器元件、端口、交叉滤波器等)被设计成产生期望的声音。因此，适用于高性能扩音器的功率放大器通常具有低输出阻抗。然而，实现低输出阻抗的价值不大，或者具有很多缺点。
通常在功率放大器中采用总负反馈。总负反馈降低了输出阻抗。然而，通过总负反馈实现的阻抗减小取决于可以施加的反馈量。总负反馈的特定量通常具有其优点并且往往是非常必要的，但是过多的负反馈危害了稳定性。如果相对于可用带宽和其他稳定性标准来说，作为正向和反馈增益的乘积的回路增益非常高，那么失真就会增加并且甚至可以产生自激振荡。
功率处理输出装置的并联还可以使输出阻抗降低。根据输出装置的设计和类型，并联可以导致多种已知的后果，诸如很难实现在并联输出装置之间的适当电流共享。
在固态放大器中，在放大器的功率处理晶体管处，所谓的负反馈(degeneration)电阻器，也就是通常所说的发射极或源极电阻器，通常被固定在放大器的输出级。在离散设计中尤其如此，其中因为处理变化、热变化以及很难实现与其他组件热接近，所以在有源输出装置上不容易实现电流检测。而电流检测通常是有效地控制静态电流所需要的。
阻抗减小的负反馈电阻器降低了放大器的输出阻抗。但是，因为静态电流的控制变得更重要，所以偏压通常就变得更难了。
还可以通过采用局部正反馈来实现低输出阻抗，虽然稳定性和偏压受到了不利影响。
一些应用要求直流(DC)放大。这样的要求排除了隐含地执行高通滤波的放大器设计或降低具有DC偏移电压的信号的设计。
在包括品质音频再生的一些应用中，通常采用测量来消除或减小在固有DC耦合放大器的输出处出现的不必要的DC电压。虽然如此，但是因为低频响应的控制可以被简化并且可以(例如)通过提供低频负反馈的DC伺服配置来做的更精确，所以内部DC放大通常是有利的。相反地，缺乏放大DC信号的能力是不利的。
以下描述了关于输出阻抗和/或偏压的现有技术中的例子。
在美国专利第5389894号中，Ryat披露了包括输入放大器增益级、用于AB类操作的偏压电路以及在推挽式输出级中的源出和吸收输出晶体管的功率放大器。增益级只将信号驱动电流提供给源出输出晶体管，同时吸收输出晶体管从偏压电路接收其驱动电流。从而，从增益级到源出晶体管的信号驱动电流与从偏压电路到吸收晶体管的驱动电流分离。目的在于提供高驱动能力、高电压摆动、以及在高电流条件下不会经受高输出阻抗的放大器。
Ryat披露的功率放大器采用预先假定了密闭热耦合以及精密匹配组件的设计原理。这样的环境通常在单片集成电路中才能找到。另一方面，由于相互的温度和处理变化不同，离散设计通常必须解决重要的参数散布。
例如，为了检测通过输出晶体管的电流，Ryat使用了与输出晶体管共享Vbe-电压的第二晶体管，用于生成与通过输出晶体管的电流成比例的电流。从而，在输出晶体管上执行电流检测。如上所述，在离散设计中，特别是在一些类型的输出装置中，诸如，处理和温度改变对电特性有总体影响的MOSFET，这不容易做到。
而且，偏压控制和输出晶体管驱动电路是不对称的。已知不对称通常会导致例如失真、随着温度改变的DC电压操作点偏移或漂移的问题。
在美国专利第5055797号中，Chater披露了一种具有自动偏压控制的推挽式功率放大器。通过检测跨过源出和吸收检测电阻器的电压来确定从放大器的输出级的源出和吸收输出晶体管输出的电流，检测的电压与输出电流成比例。检测的电压被求和并且得到的总信号被操作用于提取与最小峰值成比例的信号。与最小峰值成比例的信号用在负反馈回路中，用于控制放大器的静态电流。目的在于提供一种不随输出晶体管的热变化而变化、不受输出信号的存在与否影响、以及因此减小了交越失真的偏压控制的方法。
Chater的偏压方案对输出阻抗的影响很小。而且，放大器不是DC耦合的。如果是，因为最小峰值电流在有负载电流的情况下不会无条件地代表静态电流，所以其不足为DC信号偏压。
在美国专利第4439743号中，示出了一种偏压电路，用于减小由非线性放大元件导致的功率放大器的失真。这是通过去除偏压电路的信号传输路径中的输出晶体管来实现的。
在美国专利第4489283号中，披露了一种具有固定和可变偏压电路的功率放大器。可变偏压电路能够使功率放大元件全周期导电(full cycle conduction)。这通过检测功率放大元件的控制电压(Vbe)以及响应其提供用于以防止在全信号周期期间切断的方式控制功率放大元件的校准电流。
在美国专利第5977829号中，示出了一种具有可变静态电流的放大器。在低输出功率电平处，偏压电路将减小的偏压电流提供给放大器的输入级，而在高输出功率电平处，偏压电流被增大以减小失真。
在美国专利第6188269号中，披露了一种具有完全不取决于处理变化、温度和电源电压的偏压电流的轨至轨放大器。分支电路模拟空闲输出级。响应于通过分支电路的电流而产生偏压。偏压依次控制通过输出级的静态电流。
在美国专利第4558288号中，披露了发射极跟随器类型的推挽式输出级，其中，偏压电路防止输出晶体管的切断，从而减小了交越失真。
在美国专利第4885674号中，披露了负载独立切换模式的功率转换器。该发明披露了用于补偿由负载变化导致的改变电压降的正电流反馈回路。
在现有技术中，存在多种偏压方案和方法，用于降低放大器的输出阻抗以防止切断。但是，都没有实质性的改善。
现有技术中的问题在于设计出一种具有用于减小输出阻抗而不引入上述缺点的简单结构的推挽式放大器。
另一问题在于设计出一种推挽式放大器，其具有能够使静态电流在高负载电流处进行导通、用于防止有源输出装置切断以及相关的交越失真，而又不会引入上述缺点的简单结构。通过本发明的详细描述，其它问题将变得明显。
发明内容
根据本发明的电子推挽式放大器和方法提供了一种对上述问题和其他相关问题的解决方案。
根据本发明的推挽式放大器，包括源出电流检测电阻器，用于有利于检测通过推挽式放大器的输出级源出电流通路的源出电流，源出电流检测电阻器位于输出级源出电流通路中，诸如与源出有源输出装置(例如，N沟道DMOSFET)的漏极或源极端串联连接；
吸收电流检测电阻器，用于有利于检测通过推挽式放大器的输出级吸收电流通路的电流，吸收电流检测电阻器位于输出级吸收电流通路中，诸如与源出有源输出装置(例如，N沟道DMOSFET)的漏极或源极端串联连接；静态电流控制装置，用于响应于通过输出级源出电流路径和吸收电流电路的源出电流和吸收电流中的最小一个，分别控制通过输出级源出电路和吸收电路的静态电流；驱动电路，用于控制源出和吸收有源输出装置，所述驱动电路提供直接与有源输出装置的各个共享端相关的第一和第二控制电压。
根据本发明的方法包括以下步骤通过检测跨过布置在输出级的源出电流路径中的源出检测电阻器的第一电压，来检测通过推挽式放大器的输出级的源出电路的源出电流；通过检测跨过布置在输出级的吸收电流路径中的吸收检测电阻器的第二电压，来检测通过推挽式放大器的输出级的吸收电路的吸收电流；响应于源出电流和吸收电流，生成表示源出电流和吸收电流中的最小一个的偏压控制信号，所述偏压控制信号与源出电流和吸收电流中的最小一个成比例；响应于偏压控制信号平衡地控制源出偏压和吸收偏压；将输出级源出控制信号直接施加到源出有源输出装置的共享端，用于避免形成包括源出有源输出装置的局部反馈回路，
将输出级吸收控制信号直接施加到吸收有源输出装置的共享端作为参考，用于避免形成包括吸收有源输出装置的局部反馈回路。
通过本发明，推挽式放大器的输出阻抗由于不存在与有源输出装置相关的负反馈电阻器而得以降低。相对于传输至负载的电流来说，用于检测通过输出级源出电路传导的电流和通过输出级吸收电路的电流的检测电流是不明显的，因为跨过电流检测电阻器的电压不以局部反馈的形式影响输出级控制信号。而且，因为基本恒定的静态电流是通过吸收和源出有源输出装置传导的，所以无论大负载电流存在与否，均减小了失真。此外，因为给定输出阻抗或失真等级要求更少的总电压反馈，所以稳定性获得了改善。
以下将描述本发明的附图，其中图1是示出了传统共集电极推挽式放大器的电路示意图；图2是示出了传统共发射极推挽式放大器的输出级的电路图；图3是示出了根据本发明的放大器的电路示意图；图4是更详细地示出了图3的放大器的电路图；图5是示出了结合根据本发明的偏压配置的准互补MOSFET功率放大器的电路图；以及图6是示出了根据本发明的偏压方法的流程图。
具体实施例方式
以下将更详细地描述本发明。本发明可以应用到通常具有输入放大级、中间放大级和输出功率放大级(OPS)的推挽式功率放大器。输出级具有功率放大有源输出装置。它们通常是双极结晶体管(BJT)或场效应晶体管(FET)，但也可以是电子管、绝缘栅型双极性晶体管(IGBT)或可以是其他的特殊的放大装置。以下，将这些简称为有源输出装置。作为BJT或FET的功率放大有源输出装置将被表示为输出晶体管。
以其最简单的形式，推挽式OPS具有从电源的正端源出电流的源出有源输出装置、以及将电流吸收到电源的负端子的吸收有源输出装置。电源的端子基本上为电压电源。
存在两种基本类型的OPS布局结构。第一种类型被称为共集电极(CC)，也被称为射极跟随器或源跟随器，而第二类型被称为共发射极(CE)。这些拓扑结构与所使用的例如BJT或FET的输出装置的类型无关。互补的功率晶体管对多数被共用，即，具有不同极性的晶体管，诸如NPN和PNP晶体管、或N沟道和P沟道晶体管。然而，也存在变化，其中一个和相同极性的有源输出装置形成了OPS。这样的OPS被称为准互补。本发明可以应用到具有任何这些类型的OPS的放大器中。
对于OPS来说，施加有输出级源出控制信号和输出级吸收控制信号。在CC型OPS中，输出级源出和吸收控制信号传统上指的是输出级的输出，而在CE型OPS中的输出级源出和吸收控制信号传统上指的是电源的各个接线端子。
有源输出装置基本上是三端子器件。电子管具有例如用于加热的附加端子，但主要端子仍是栅极端子、阳极端子和阴极端子。相应地，BJT具有基极端子、集电极端子和发射极端子，而FET具有栅极端子、漏极端子和源极端子。
用于控制有源输出装置的信号被施加在有源输出装置的控制侧，在栅极或基极端子和在控制侧和承载有响应于在控制侧所施加的控制信号而被有源输出装置放大的信号一侧之间的共享端子之间。共享端子是电子管的阴极端子、BJT的发射极端子以及FET的源端子。
注意到，对于具有与有源输出装置相关的负反馈电阻器的输出级来说，输出级控制信号与在有源输出装置的控制侧所施加的控制信号不同。例如，输出级控制信号可以是施加在有源输出装置的栅极端子和OPS的输出节点之间的电压，而有源输出装置控制信号是直接施加在有源输出装置的栅极端子和源极端子之间的电压。
在图1中，示意性地示出了具有CC型OPS的传统放大器的简化电路图。也示出了输入信号发生器1和负载2。输入信号发生器的第一端子连接至输入级3的输入端。信号发生器1的第二端子接地。输入级3的输出端连接至电压放大级(VAS)4的输入端。VAS4的输出端连接至偏压控制电路5的输入端。偏压控制电路5具有第一偏压源6和第二偏压源7。VAS 4的输出端连接至第一偏压源6的负极端子以及第二偏压源7的正极端子。第一偏压源6的正极端子连接至属于OPS 9的N沟道FET 8的栅极端子。第二偏压源7的负极端子连接至OPS 9的P沟道FET 10的栅极端子。N沟道FET8的漏极端子连接至电源11的正极端子，而N沟道FET 8的源极端子通过第一负反馈电阻器13(根据输出装置的类型还被称为发射极电阻器或源极电阻器)连接至输出节点12。P沟道FET 10的漏极端子连接至电源11的负极端子，并且N型FET 8的源极端子通过第二负反馈电阻器14连接至输出节点12。输出节点12构成了OPS 9的源出和吸收电路之间的连接点，其还连接有负载2或输出网络。如图所示，输出节点12直接连接至负载2的第一端子。负载2的第二端子接地。电源11也接地，连接至正极电压和负极端子电压之间一半的电势。
N沟道FET 8和P沟道FET 10构成OPS 9的有源输出装置。以下将N沟道FET 8称为源出FET 8，而将P沟道FET 10称为吸收FET 10。负反馈电阻器13、14的配置是提供了静态电流负反馈的装置，简化了偏压。
因为静态电流较少取决于例如通过改变温度导致的装置性能变化，所以静态电流的控制变得不是很关键。而且，需要来自偏压源6、7的偏置控制电压的更大改变，以用于实现静态电流的特定改变，此简化了偏压。
然而，要特别注意，作为不良的副作用，通过源出FET 8或吸收FET 10的电流的导通由于其各自的负反馈电阻器13、14而变差。例如，由负载阻抗的减小或施加在源出FET 8或吸收FET 10的栅极端子的电压改变带来的负载电流增加被作为负载电流增加结果的跨过对应负反馈电阻器13、14的电压增加所抵消。后者的电压增加抑制了在对应源出FET 8或吸收FET 10的栅极端子和源极端子之间的电压VGS的增加。从而，负载电流的增加不是其本应该的那么大。
换句话说，输出阻抗由于负反馈电阻器13、14而增加。而且，由于负反馈电阻器13、14，放大器就不是很完美的电压源，即，在负载阻抗改变时，输出节点12的输出电压比其本应有的改变更大，而在施加在栅极端子的电压改变时，比其本应有的改变更小。
在图2中，示出了传统CE型OPS 20、第一控制信号发生器21、第二控制信号发生器22、第一偏压源23、第二偏压源24、负载25、电压供应正极端子26以及电压供应负极端子27的电路图。第一偏压源23的正极端子连接至电压供应正极端子26。第一偏压源23的负极端子连接至第一控制信号发生器21的第一端子。第一控制信号发生器21的第二端子连接至属于OPS 20的P沟道FET 28的栅极端子。第二偏压源24的负极端子连接至电压供应负极端子27。第二偏压源24的正极端子连接至第二控制信号发生器22的第一端子。第二控制信号发生器22的第二端子连接至属于OPS 20的N沟道FET 29的栅极端子。P沟道FET 28的源极端子通过第一负反馈电阻器30连接至电压供应正极端子26。P沟道FET 28的漏极端子连接至输出节点31。 N沟道FET 29的源极端子通过第二负反馈电阻器32连接至电压供应负极端子27。N沟道FET 29的漏极端子连接至输出节点31。输出节点31连接至负载25的第一端子。负载25的第二端子接地。
负反馈电阻器30、32使OPS 20的输出阻抗增加。基本原理类似于CC型OPS。因此，负载电流的增加使跨过对应负反馈电阻器30或负反馈电阻器32的电压增加。电流增加被由跨过负反馈电阻器30或负反馈电阻器32的电压增加直接引起的控制电压VGS的减小所抵消。
因而，在传统输出级中，输出阻抗受到由于负反馈电阻器的存在而导致的不利影响。负反馈电阻器及其相关的有源输出装置形成了相对于向负载传输的电流来说突出的负反馈回路，无论是使用CC型还是CE型的OPS。在现有技术中这种类型的无源电阻器被称为局部反馈。
根据本发明的一个重要方面，以不会形成上述类型的局部反馈回路的方式，在OPS源出电路中设置用于有利于检测通过OPS源出电路传导的电流的源出电流检测电阻器。
而且，以不会形成上述类型的局部反馈回路的方式，在OPS吸收电路中设置用于有利于检测通过OPS吸收电路被传导的电流的吸收电路检测电阻器。
因而，源出电流检测电阻器和吸收电流检测电阻器与在各个局部反馈回路中所包括的不同，并且因此相对于流入/流出负载的电流来说是不突出的。
还注意到，在推挽式放大器中，当传导负载电流时，在任何给定时间，其或者是通过OPS的源出电路或者是通过OPS的吸收电路来进行传导。通过源出电路传导的负载电流和通过吸收电路传导的负载电流相互独立。
另外，假设存在连续的静态电流，静态电流同时通过OPS的源出电流和吸收电流传导。
从而，当负载电流通过源出电路传导时，为负载电流和静态电流的总和的较大总电流实际上是通过源出电路进行传导的，而静态电流只通过吸收电路传导。
相反，当负载电流通过吸收电路传导时，作为负载电流和静态电流的总和的较大总电流实际上是通过源出电路进行传导的，而静态电流单独通过源出电路传导。
根据电流是通过源出电路还是吸收电路进行传导的，将总电流(即，负载电流和静态电流的总和)称为源出电流和吸收电流。
从而，在负载电流存在的任一时刻，通过OPS的源出和吸收电路的最小一个电流是实际的静态电流。在负载电流不存在的情况下，通过源出和吸收电路的电流是同一个并相等，即静态电流。
这些观察到的事实是本发明另一个方面的基础，根据这些事实，只有通过源出电路的电流和通过吸收电路的电流中的最小一个决定产生的信号。该信号控制通过负反馈回路配置的静态电流，用于基本保持静态电流恒定。
更特别地，将表示通过跨过源出电流检测电阻器的电压所检测的通过源出电路的电流的源出电流信号与通过跨过吸收电流检测电阻器的电压所检测的通过吸收电路的电流的吸收电流信号进行比较。具有表示最小电流的值的源出电流信号和吸收电流信号中的一个、或表示同一个并相等的电流的信号中的任何一个决定所产生的偏压控制信号，而具有表示更大电流的值的信号是隐性的，即，对产生的控制信号没有影响。偏压控制信号与确定的电流和确定的电流信号成比例。
将参考图3进一步描述本发明，图3示意性地示出了根据本发明的放大器的第一实施例，其中，输入信号发生器30连接至放大器的输入端以及负载31连接至放大器的输出端。
输入信号发生器30的第一端子接地。输入信号发生器30的第二端子连接至偏压级的第一可编程恒定电压发生器32的负极端子以及偏压级的第二可编程恒定电压发生器33的正极端子。第一电压发生器32的正极端子连接至位于OPS 35中的N沟道FET 34的栅极端子。第二电压发生器33的负极端子连接至也位于OPS中的P沟道FET 36的栅极端子。在OPS 35中的源出电流检测电阻器37具有连接至电源38的正极端子的第一端子。源出电流检测电阻器37的第二端子连接至N沟道FET 34的漏极端子。N沟道FET 34的源极端子直接连接至输出节点39。输出节点39连接至负载31的第一端子。负载31的第二端子接地。输出节点39也直接连接至P沟道FET 36的源极端子。P沟道FET 36的漏极端子连接至OPS 35中的吸收电流检测电阻器40的第一端子。吸收电流检测电阻器40的第二端子连接至电源38的负极端子。电源38的电压中点端子接地。
而且，源出电流检测电阻器37的第一和第二端子连接至源出电流检测电路的放大器41的各个输入端。吸收电流检测电阻器40的第一和第二端子连接至吸收电流检测电路的放大器42的各个输入端。源出电流检测电路的输出端连接至源出可编程恒定电流发生器43的控制输入端。吸收电流检测电路的输出端连接至吸收可编程恒定电流发生器44的控制输入端。源出电流发生器43的供应端子连接至电源38的正极端子。源出电流发生器43的电流源端子连接至最小电流确定电阻器45的第一端子。最小电流确定电阻器45的第二端子连接至吸收电流发生器44的电流吸收端子。吸收电流发生器44的供应端子连接至电源38的负极端子。最小电流确定电阻器45的第一和第二端子连接至最小电流确定差分放大器46。最小电流确定差分放大器46的输出端连接至第一电压发生器32的各个控制输入端以及偏压级的第二电压发生器33。
输入信号发生器30表示例如VAS。可编程DC偏移通过构成偏压电路的一部分的可编程恒定电压发生器32、33来实现。来自输入信号发生器30的输出信号被电压电平移动，并且被分成了用于分别控制N沟道FET 34和P沟道FET 36的第一和第二控制信号。N沟道FET 34和P沟道FET 36是承载负载电流的功率处理有源输出装置。
电流检测电路被设置为用于产生第一控制电流和第二控制电流。电流检测电路检测跨过源出电流检测电阻器37的第一电压，并且响应于其将控制信号传输至源出可编程恒定电流发生器43的控制输入端。而且，电流检测电路检测跨过吸收电流检测电阻器40的第二电压，并且响应于其将控制信号传输至吸收可编程恒定电流发生器44的控制输入端。
源出电流发生器43产生第一电流I1，而吸收电流发生器44产生第二电流I2。当电流发生器43、44在其线性、非饱和区域中运行时，产生的第一和第二电流与通过OPS的源出电路和吸收电路的各个电流成比例。这是当第一电流等于第二电流时，即，当没有电流通过负载31时的情况。
源出电流发生器43将第一电流I1源出到最小电流确定电阻器45的第一端子，而吸收电流发生器44从最小电流确定电阻器45的第二端子吸收第二电流I2。跨过最小电流确定电阻器45的电压表示跨过最小电流确定电阻器45的电流，该电流等于通过源出电路的电流和通过OPS 35的吸收电路的电流中的最小一个。
这是因为进入最小电流确定电阻器45的电流等于从最小电流确定电阻器45输出的电流。从而，使试图源出或吸收较大的一个电流的电流发生器43或电流发生器44中的一个饱和。
结果，通过源出电路的电流和通过OPS 35的吸收电路的电流中的最小一个变得决定通过最小电流确定电阻器45的电流。从而，跨过最小电流确定电阻器45的电压是通过源出电路的电流和通过OPS 35的吸收电路的电流中的最小一个的比例表示。
响应于跨过最小电流确定电阻器45的电压，通过负反馈回路控制静态电流，因而该电压还表示静态电流。更具体地，通过最小电流确定差分放大器46检测跨过最小电流确定电阻器45的电压。最小电流确定差分放大器46将表示最小电流的信号提供给可编程恒定电压发生器32以及可编程恒定电压发生器33。跨过最小电流确定电阻器45的电压的增加导致来自最小电流确定差分放大器46的信号能使得跨过可编程恒定电压发生器32、33的偏压减小，反之亦然。
特别注意，电流检测电阻器37、40不是负反馈变阻器。在输出晶体管34、36的输出级35中没有负反馈变阻器。
由于跨过电流检测电阻器37、40的电压的相关改变并不直接而是被动地引起控制电压VGS的改变，因此负载电流或静态电流的改变不能通过局部反馈来抵消。
此外，偏压相等。从而偏压调节对称，这对失真来说是有利的。
现在将参考图4进一步描述本发明，图4示出了更详细的实施例。输入信号发生器50具有接地的第一端子、以及连接至源出偏压电阻器51的第一端子和吸收偏压电阻器52的第一端子的第二端子。源出偏压电阻器51的第二端子连接至PNP晶体管53的集电极端子以及N沟道FET 54的栅极端子。PNP晶体管53的基极端子连接至电压源55的负极端子。电压源55的正极端子连接至第一辅助电压源56的正极端子。PNP晶体管53的发射极端子连接至电阻器57的第一端子。电阻器57的第二端子连接至NPN晶体管58的发射极端子。NPN晶体管58的集电极端子连接至第一辅助电压源56的正极端子。N沟道FET 54的漏极端子连接至源出电流检测电阻器59的第一端子以及电阻器60的第一端子。源出电流检测电阻器59的第二端子连接至源出电压源61的正极端子以及第一辅助电压源56的负极端子。电阻器60的第二端子连接至PNP晶体管62的集电极端子以及NPN晶体管63的基极端子。PNP晶体管62的发射极端子连接至电阻器64的第一端子。电阻器64的第二端子连接至第一辅助电压源56的正极端子。NPN晶体管63的发射极端子连接至电阻器65的第一端子。NPN晶体管63的集电极端子连接至电阻器66的第一端子。电阻器65的第二端子连接至恒定电流发生器67的第一端子以及电阻器68的第一端子。恒定电流发生器67的第二端子接地。电阻器68的第二端子连接至NPN晶体管69的发射极端子。NPN晶体管69的集电极端子连接至电阻器70的第一端子以及PNP晶体管71的基极端子。电阻器70的第二端子连接至第一辅助电压源56的正极端子。PNP晶体管71的发射极端子连接至PNP晶体管62的基极端子以及电阻器72的第一端子。电阻器72的第二端子连接至第一辅助电压源56的正极端子。PNP晶体管71的集电极端子连接至NPN晶体管73的基极端子以及电阻器74的第一端子。NPN晶体管73的集电极端子连接至电阻器75的第一端子以及NPN晶体管58的基极端子。电阻器75的第二端子连接至第一辅助电压源56的正极端子。NPN晶体管73的发射极端子连接至电阻器76的第一端子。源出电压源61的负极端子接地。
此外，吸收偏压电阻器52的第二端子连接至NPN晶体管90的集电极端子以及P沟道FET 91的栅极端子。NPN晶体管90的基极端子连接至电压源92的正极端子。电压源92的负极端子连接至第二辅助电压源93的负极端子。NPN晶体管90的发射极端子连接至电阻器94的第一端子。电阻器94的第二端子连接至PNP晶体管95的发射极端子。PNP晶体管95的集电极端子连接至第二辅助电压源93的负极端子。P沟道FET 91的漏极端子连接至吸收电流检测电阻器96的第一端子以及电阻器97的第一端子。吸收电流检测电阻器96的第二端子连接至吸收电压源98的负极端子以及连接至第二辅助电压源93的正极端子。电阻器97的第二端子连接至NPN晶体管99的集电极端子以及PNP晶体管100的基极端子。NPN晶体管99的发射极端子连接至电阻器101的第一端子。电阻器101的第二端子连接至第二辅助电压源93的负极端子。PNP晶体管100的发射极端子连接至电阻器102的第一端子。PNP晶体管100的集电极端子连接至电阻器103的第一端子。电阻器102的第二端子连接至恒定电流发生器104的第一端子以及电阻器105的第一端子。恒定电流发生器104的第二端子接地。电阻器105的第二端子连接至PNP晶体管106的发射极端子。PNP晶体管106的集电极端子连接至电阻器107的第一端子以及NPN晶体管108的基极端子。电阻器107的第二端子连接至第二辅助电压源93的负极端子。NPN晶体管108的发射极端子连接至NPN晶体管99的基极端子以及电阻器109的第一端子。电阻器109的第二端子连接至第二辅助电压源93的负极端子。NPN晶体管108的集电极端子连接至PNP晶体管110的基极端子以及电阻器74的第二端子。PNP晶体管110的集电极端子连接至电阻器111的第一端子以及PNP晶体管95的基极端子。电阻器111的第二端子连接至第二辅助电压源93的负极端子。PNP晶体管110的发射极端子连接至电阻器76的第二端子。N沟道FET 54的源极端子以及P沟道FET 91的源极端子分别连接至负载112的第一端子。负载的第二端子接地。吸收电压源98的正极端子接地。
源出电流检测电阻器59、吸收电流检测电阻器96、N沟道FET54和P沟道FET 91构成源跟随器，即，CC型OPS，其中，N沟道FET 54和P沟道FET 91是有源输出装置。通过检测跨过源出电流检测电阻器59和吸收电流检测电阻器96的各个电压，来实现检测通过N沟道FET 54的源出电流ID1和通过P沟道FET 91的吸收电流ID2。
通过各自所谓的差动放大器(long-tailed-pair)实现依次电压检测。第一差动放大器包括晶体管63、晶体管69、电阻器65、电阻器68、恒定电流发生器67、电阻器66以及电阻器70。第二差动放大器包括晶体管100、晶体管106、电阻器102、电阻器105、恒定电流发生器104、电阻器103以及电阻器107。在本实施例中，各个电阻器与所述恒定电流发生器67、104非常近似。
差动放大器包括在各个差分放大器中。第一差分放大器还包括晶体管71和电阻器72，以及第二差分放大器还包括晶体管108和电阻器109。响应于跨过第一差分放大器的输入端所施加的差分电压，晶体管71和电阻器72产生恒定电流IC1，并且响应于跨过第二差分放大器的输入端所施加的差分电压，晶体管108和电阻器109产生恒定电流IC2。通过电阻器60、97将输入施加在各个电流检测电阻器59、96上。以下将解释电阻器60、97的功能。
恒定电流IC1构成第一差分放大器的输出信号，以及IC2构成第二差分放大器的输出信号。
设置晶体管62、电阻器64和电阻器60以提供对在第一差分放大器的输出端所产生的电流IC1的负反馈。检测跨过电阻器72的电压，该电压表示电流IC1，并且跨过电阻器60产生成比例的电压，从而引起负反馈。
相反，设置晶体管99、电阻器101和电阻器97以提供对在第二差分放大器的输出端所产生的电流IC2的负反馈。检测跨过电阻器109的电压，该电压表示电流IC2，并且跨过电阻器97产生成比例的电压，从而引起负反馈。
上述的负反馈配置减小了处理变化(即，由制造公差导致的部件之间的参数变化、以及热变化)的影响。结果，电流IC1和IC2变得非常精确。
假设晶体管71在其线性运行范围内运行，电流IC1是电流ID1的比例表示，而假设晶体管108在其线性运行范围内运行，电流IC2是电流ID2的比例表示。
但是，晶体管71将电流IC1源出到电阻器74中，而晶体管107从电阻器74吸收电流IC2。根据基尔霍夫(Kirchoff)电流定律，进入或流出节点的电流的代数和应当等于零，在存在负载电流的情况下，或者晶体管71具有比晶体管108的电流吸收能力更强的电流源出能力，或者晶体管108具有比晶体管71的电流源出能力更强的电流吸收能力。从而，不是晶体管71饱和，就是晶体管108饱和。
因此，电流IC1或IC2不表示电流ID1或ID2中较大的一个，而是被凹进，以使得电流IC1和IC2变得基本相等。电流IC1和IC2结果均表示电流ID2和ID2中较小的一个，即，静态电流。从而，跨过电阻器74的电压表示静态电流。
包括晶体管73、晶体管110、电阻器76、电阻器75和电阻器111的差分放大电路放大跨过电阻器74的电压。差分放大电路的第一和第二输出控制了各个可编程的恒定电流发生器，其中的一个由晶体管58、电阻器57、以及晶体管53和电压源55构成，而另一个由晶体管95、电阻器94、以及晶体管90和电压源92构成。
由可编程恒定电流发生器产生的电流产生跨过电阻器51、52的各个电压。这些电压是偏压。偏压确定静态电流，而输入信号发生器50的电压基本确定负载112(即，OPS的输出端)的电压。
OPS的输入信号是施加至有源输出装置54、91的栅极端子的各个OPS控制电压。因为OPS是基本的源跟随器，所以OPS控制电压被称为在OPS的输出端的电压。因为存在负反馈电阻器，所以不管负载电流如何，在相关的有源输出装置的栅极端子和源极端子之间的OPS控制电压和电压VGS是同一个并且相等。
从而，在仅存在通过有源输出装置的有限跨导确定的负载电流时，OPS不具有统一的电压增益。
跨导是由输出晶体管的栅极端子和源极端子之间的电压VGS的(一伏特)改变所带来的漏电流ID的改变。
假设跨导足够大，从而放大器基本是负载恒定，即，输出电压基本不受到变化的负载阻抗的影响。
输入信号发生器50通常表示输入级和VAS。可编程恒定电流发生器的电流基本相等。从而，恒定电流发生器不构成输入信号发生器50上的负载。
而且，跨过电阻器51和电阻器52的电压相等，并且整个电路以使得偏压控制相同地影响源出有源输出装置(即，N沟道FET 54)和吸收有源输出装置(即，P沟道FET 91)的方式被设置。从而，偏压是对称的。
以下将参考图5进一步描述本发明，图5示出了本发明的另一个实施例。输入信号发生器120具有接地的第一端子。输入信号发生器120的第二端子连接至NPN晶体管121的基极端子。NPN晶体管121的集电极端子连接至电阻器122的第一端子以及PNP晶体管123的基极端子。电阻器122的第二端子连接至第一辅助电压源124的正极端子。NPN晶体管121的发射极端子连接至电阻器125的第一端子。电阻器125的第二端子连接至电流发生器126的第一端子以及电阻器127的第一端子。电阻器127的第二端子连接至NPN晶体管128的发射极端子。NPN晶体管128的集电极端子连接至电阻器129的第一端子。电阻器129的第二端子连接至第一辅助电压源124。电流发生器126的第二端子连接至第二辅助电压源130。NPN晶体管128的基极端子连接至电阻器131的第一端子以及电阻器132的第一端子。电阻器132的第二端子连接至负载133的第一端子。负载133的第二端子接地。PNP晶体管123的基极端子连接至电阻器134的第一端子。PNP晶体管123的集电极端子连接至NPN晶体管135的基极端子以及二极管136的正极端子。二极管136的负极端子连接至二极管137的正极端子。二极管137的负极端子连接至二极管138的正极端子。二极管138的负极端子连接至PNP晶体管139的发射极端子。PNP晶体管139的集电极端子连接至电流发生器140的第一端子。电流发生器140的第二端子连接至第二辅助电压源130的负极端子。PNP晶体管139的基极端子连接至PNP晶体管139的集电极端子以及PNP晶体管141的基极端子。
NPN晶体管135的发射极端子连接至电阻器150的第一端子。电阻器150的第二端子连接至负载133的第一端子。NPN晶体管135的集电极端子连接至电阻器151的第一端子以及PNP晶体管152的基极端子。PNP晶体管141的集电极端子连接至第二辅助电压源130的负极端子。PNP晶体管141的发射极端子连接至电阻器153的第一端子。电阻器153的第二端子连接至NPN晶体管154的发射极端子。NPN晶体管154的基极端子连接至负载133的第一端子。NPN晶体管154的集电极端子连接至电阻器155的第一端子以及PNP晶体管156的基极端子。电阻器151的第二端子和电阻器155的第二端子连接至NPN晶体管157的发射极端子以及电阻器158的第一端子。电阻器158的第二端子连接至电位计159的第一端子。电位计159的游标端子连接至NPN晶体管157的基极端子。电位计159的第二端子连接至电阻器160的第一端子。电阻器160的第二端子连接至第一辅助电压源124的正极端子。NPN晶体管157的集电极端子连接至第一辅助电压源124的正极端子。
PNP晶体管156的发射极端子连接至电阻器161的第一端子。PNP晶体管152的发射极端子连接至电阻器162的第一端子。电阻器161的第二端子和电阻器162的第二端子连接至NPN晶体管163的发射极端子。NPN晶体管163的集电极端子连接至第一辅助电压源124的正极端子。PNP晶体管156的集电极端子连接至NPN晶体管170的基极端子以及二极管171的正极端子。二极管171的负极端子连接至二极管172的正极端子。二极管172的负极端子连接至二极管173的正极端子。二极管173的负极端子连接至电阻器174的第一端子以及PNP晶体管175的基极端子。电阻器174的第二端子连接至电流检测电阻器176的第一端子。
PNP晶体管152的集电极端子连接至二极管177的正极端子和NPN晶体管178的基极端子。二极管177的负极端子连接至二极管179的正极端子。二极管179的负极端子连接至二极管180的正极端子。二极管180的负极端子连接至电阻器181的第一端子和PNP晶体管182的基极端子。电阻器181的第二端子连接至负载133的第一端子。NPN晶体管178的集电极端子连接至第三辅助电压源183的正极端子。NPN晶体管178的发射极端子连接至电阻器184的第一端子。电阻器184的第二端子连接至第一N沟道FET 185的栅极端子和电阻器186的第一端子。电阻器186的第二端子连接至PNP晶体管182的发射极端子。PNP晶体管182的集电极端子连接至负载133的第一端子。第三辅助电压源183的负极端子连接至负载133的第一端子。NPN晶体管170的集电极端子连接至第四辅助电压源187的正极端子。NPN晶体管170的发射极端子连接至电阻器188的第一端子。电阻器188的第二端子连接至第二N沟道FET189的栅极端子和电阻器190的第一端子。电阻器190的第二端子连接至PNP晶体管175的基极端子。第四辅助电压源187的负极端子连接至电流检测电阻器176的第一端子。第一辅助电压源124的负极端子连接至正电源191的正极端子。第二辅助电压源130的正极端子连接至负电源192的负极端子。正电源191的负极端子和负电源192的正极端子接地。
而且，第一N沟道FET 185的源极端子连接至负载133的第一端子和第二N沟道FET 189的漏极端子。第一N沟道FET 185的漏极端子连接至电流检测电阻器200的第一端子和电阻器201的第一端子。电流检测电阻器200的第二端子连接至正电源191的正极端子。电阻器201的第二端子连接至NPN晶体管202的基极端子和PNP晶体管203的集电极端子。PNP晶体管203的发射极端子连接至电阻器204。电阻器204的第二端子连接至第一辅助电压源124的正极端子。NPN晶体管202的集电极端子连接至电阻器205的第一端子。电阻器205的第二端子连接至第一辅助电压源124的正极端子。NPN晶体管202的发射极端子连接至电阻器206的第一端子。电阻器206的第二端子连接至第三电流发生器207的第一端子和电阻器208的第一端子。电阻器208的第二端子连接至NPN晶体管209的发射极端子。NPN晶体管209的集电极端子连接至PNP晶体管210的基极端子和电阻器211的第一端子。电阻器211的第二端子连接至第一辅助电压源124的正极端子。NPN晶体管209的基极端子连接至正电源191的正极端子。电流发生器207的第二端子接地。
第二N沟道FET 189的第二端子连接至电流检测电阻器176的第一端子和电阻器212的第一端子。电阻器212的第二端子连接至PNP晶体管213的基极端子和NPN晶体管214的集电极端子。晶体管214的发射极端子连接至电阻器215的第一端子。电阻器215的第二端子连接至第二辅助电压源130的负极端子。PNP晶体管213的集电极端子连接至电阻器216的第一端子。电阻器216的第二端子连接至第二辅助电压源130的负极端子。PNP晶体管213的发射极端子连接至电阻器217的第一端子。电阻器217的第二端子连接至第四恒定电流发生器218以及电阻器219的第一端子。电阻器219的第二端子连接至PNP晶体管220的发射极端子。PNP晶体管220的集电极端子连接至NPN晶体管221的基极端子和电阻器222的第一端子。电阻器222的第二端子连接至第二辅助电压源130的负极端子。PNP晶体管220的基极端子连接至负电源192的负极端子。第四恒定电流发生器218的第二端子接地。
PNP晶体管210的发射极端子连接至电阻器223的第一端子和PNP晶体管203的基极端子。电阻器223的第二端子连接至第一辅助电压源124的正极端子。PNP晶体管210的集电极端子连接至电阻器224的第一端子和NPN晶体管225的基极端子。电阻器224的第二端子连接至PNP晶体管226的基极端子和NPN晶体管221的集电极端子。晶体管221的发射极端子连接至NPN晶体管214的基极端子和电阻器227的第一端子。电阻器227的第二端子连接至第二辅助电压源130的负极端子。电阻器228的第一端子连接至辅助电压源124的正极端子。电阻器228的第二端子连接至NPN晶体管163的基极端子和NPN晶体管225的集电极端子。NPN晶体管225的发射极端子连接至电阻器229的第一端子。电阻器229的第二端子连接至PNP晶体管226的发射极端子。PNP晶体管226的集电极连接至第二辅助电压源130的负极端子。
信号发生器120生成表示将被放大器放大的低电平信号的信号。在NPN晶体管121的基极端子处，信号进入差分输入级的正差分输入端。输入级进一步包括NPN晶体管128、电阻器125、电阻器127、电阻器122、电阻器129以及恒定电流发生器126。NPN晶体管128的基极端子构成差分输入级的负极差分输入端。输入级是放大器的第一差动放大器。
第一差动放大器的输出端连接至VAS。VAS由电阻器134、PNP晶体管123、二极管136、二极管137、二极管138、PNP晶体管139、以及恒定电流发生器140构成。VAS具有两个输出，两个输出具有由通过二极管136、137、138和PNP晶体管139的总电压降所确定的相互的电压差。
电流检测电阻器200、电流检测电阻器176、第一N沟道FET 185以及第二N沟道FET 189形成准互补OPS，其中，第一N沟道FET185和第二N沟道FET 189是分别用于源出和吸收电流的有源输出装置。从而，它们分别被称为源出FET 185和吸收FET 189。OPS的输出端构成了放大器的输出端，放大器的输出端可连接至诸如扩音器的负载133。
相对于另一个输出为正的VAS的一个输出被提供给源出驱动电路的输入端，源出驱动电路的输出被提供给源出FET 185的栅极端子。电路包括电阻器151、NPN晶体管135、电阻器150、电阻器162、PNP晶体管152、二极管177、二极管179、二极管180、电阻器181、NPN晶体管178、电阻器184、电阻器186、PNP晶体管182、以及第三辅助电压源183。
连接有VAS的源出驱动电路的输入信号是在NPN晶体管135的基极端子和放大器的输出端之间所提供的电压。从而，来自VAS的输入信号被直接提供给OPS的输出节点。源出驱动电路提供具有关于第一FET 185的源极端子的电压增益(例如，整体增益)的输出信号。源出驱动电路的输出信号是在源出FET 185的栅极端子和源极端子之间直接施加的电压VGS。
电路具有两个附加的输入端。它们用于偏压控制。包括电阻器160、电位计159、电阻器158以及NPN晶体管157的电路构成了电压源，其输出被提供给所述两个附加输入端中的第一个。电压源提供可编程但是基本上为静态的控制电压，用于控制源出FET 185的偏压、并且依次控制OPS的静态电流。该电压被提供给第一辅助电压源124的正极端子。将由NPN晶体管163的发射极端子提供的电压提供给所述两个附加输入端中的第二个。
相对于另一个为负的VAS的一个输出被提供给吸收驱动电路的输入端，吸收驱动电路的输出被提供给吸收FET 189的栅极端子。该电路包括PNP晶体管141、电阻器153、NPN晶体管154、电阻器155、电阻器161、PNP晶体管156、二极管171、二极管172、二极管173、电阻器174、NPN晶体管170、电阻器188、电阻器190、PNP晶体管175以及第四辅助电压源187。
吸收驱动电路在功能上与源出驱动电路相似，但是，吸收驱动电路的输出端被连接到吸收FET 189的源极端子而不是源出FET185的源极端子。输入信号是在晶体管141的基极端子和放大器的输出之间所施加的电压。从而，来自VAS的输入信号被直接提供给OPS的输出节点。虽然是负的，但增益基本与源出驱动电路的增益相同。因此，吸收驱动电路将其输入端的信号反相。吸收驱动电路的输出信号是在吸收FET 189的栅极端子和源极端子之间所直接施加的电压VGS。
吸收驱动电路还具有两个用于偏压控制的附加输入端，其以与源出驱动电路的两个附加输入端相同的形式连接。因此，上述电压源的输出被提供给吸收驱动电路的所述两个附加输入端中的第一个，用于控制吸收FET 189的偏压、并且依次控制OPS的静态电流。NPN晶体管163的发射极端子处的电压提供给吸收驱动电路的所述两个附加输入端中的第二个。
源出驱动电路和吸收驱动电路可以被看作包括电流反射镜，其DC工作点可通过在偏压控制输入端施加电压来编程。在电阻器155的第二端子处所施加的和施加到电阻器151的第二端子的电压通常控制基本静态的偏压，而施加至电阻器161的第二端子和施加至电阻器162的第二端子的电压控制动态偏压。在偏压控制输入端上所施加的差分模式的电压引起在源出和吸收有源输出装置185、189的栅极端子和源极端子之间施加的各个偏压。偏压基本相等。
通过源出FET 185和吸收FET 189的电流是通过检测跨过电流检测电阻器200、176的各个电压来确定的。NPN晶体管202、209的基极端子是输入端，用于经由电阻器201测量跨过电流检测电阻器200的电压。NPN晶体管202、209是第二差分放大器的第二差动放大器的构件，用于放大通过电流检测电阻器200的电压、并且将其转换成将被源出到电阻器224的源出检测电流IC1。所述差动放大器进一步包括恒定电流发生器207。在所示的实施例中，恒定电流发生器207与电阻器非常近似。
相反地，PNP晶体管213、220的基极端子是输入端，用于经由电阻器212测量跨过电流检测电阻器176的电压。PNP晶体管213、220是第三差分放大器的第三差动放大器的构件，用于放大跨过电流检测电阻器176的电压、并且吸收来自电阻器224的吸收检测电流IC2。所述差动放大器进一步包括恒定电流发生器218。在所示的实施例中，恒定电流发生器218与电阻器非常近似。
检测跨过电阻器224的电压，并且在NPN晶体管163的基极端子施加被提供给第一辅助电压源124的正极端子的成比例电压。NPN晶体管163作为射极跟随器运行。因此，在NPN晶体管163的发射极端子与第一辅助电压源124的正极端子之间呈现与跨过电阻器224的电压成比例的电压。
因此，上述用于控制偏压的可编程但基本静态的控制电压的增加导致有源输出装置的栅极电压VGS的增加，从而静态电流增加，反之亦然。
此外，第一辅助电压源124的正极端子和NPN晶体管163的射极端子之间的电压的增加导致有源输出装置的栅极电压减小，反之亦然。
静态控制电压可以通过电位计159来调节。通过稍微不同的选择，例如，通过稍微增加电流检测电阻器200、176的阻抗、或通过由例如电热调节器(未示出)引入温度补偿，来消除在生成期间调节各个放大器所需的电位。因此，电位计159可以被放弃，或者可以被固定电阻器网络来代替。
不配置电流检测电阻器200、176来通过局部反馈被动控制在源出FET 185和吸收FET 189的栅极端子和源极端子之间所施加的各个电压VGS。
特别注意到，虽然电流检测电阻器176连接至吸收FET 189的源极端子，但其不是负反馈电阻器，因为它事实上不形成局部反馈回路。跨过电流检测电阻器176的电压降不直接导致施加在吸收FET 189的栅极端子和源极端子之间的电压VGS的减小。反而，电压VGS取决于跨过电阻器174的电压，电阻器依次取决于由晶体管156等提供的电流。
包括晶体管203、电阻器204和电阻器201的电路、以及包括晶体管214、电阻器215和电阻器212的电路以与图4的实施例相同的方式提供反馈，用于降低处理和热变化的影响，从而提供高精确的电流IC1和IC2。
放大器还采用全局、总的负电压反馈。在NPN晶体管128的基极端子处，包括电阻器132和电阻器131的反馈网络被设置在放大器的输出端和上述第一差动放大器的负极输入端之间。
可以在放大器的输入级中增加补偿电容器(未示出)，例如，米勒(miller)型电容，以增加放大器的稳定性，以便实现主导极点。在现有技术中补偿是已知技术。
应该想到，对于CC和CE布局和准互补这两种设计来说，在不脱离本发明的范围和精神的条件下，OPS电流检测电阻器可以位于与图中所示的不同位置。与设置电流检测电阻器相关的本发明的重要方面在于跨过位于OPS的源出和吸收电流路径中的电流检测电阻器的电压(用于分别检测通过源出电路和吸收电路的电流)没有被动并直接影响在对应有源输出装置的输入端所施加的控制信号。
这通常是通过使施加至有源输出装置的栅极端子、基极端子或等效端子的OPS控制电压与直接与有源输出装置的共享端子(即，源极端子、发射极端子或等效端子等)的OPS控制电压相关来实现的。
以下将参考图6中所示的流程图进一步描述本发明。
推挽式放大器的OPS中的源出电流是通过检测跨过位于OPS的源出电流路径中的源出检测电阻器的第一电压来检测的，S1。
此外，OPS中的吸收电流是通过检测跨过位于OPS的吸收电流路径中的吸收检测电阻器的第二电压来检测的，S2。
响应于分别表示源出电流和吸收电流的所检测的第一和第二电压，产生电流，该电流表示源出电流和吸收电流中的最小一个，S3。
电流通过电阻器被上拉，用于产生与其成比例的偏压控制电压。检测并响应偏压控制电压，建立第一和第二偏压，其控制放大器的静态电流。第一和第二偏压与偏置控制电压成反比，用于提供负反馈，S4。
输出级源出信号被直接提供给对应源出有源输出装置的共享端子，以及输出级吸收信号被直接提供给对应吸收有源输出装置的共享端子，S5。
本发明可以应用到没有在此明确描述的更广范围的种类、布局和操作模式中。对于本领域技术人员来说，本发明的任何必要改变是显而易见的。本发明可应用到例如具有共发共基放大器或并联有源输出装置的输出功率级。有源输出装置通常是FET，例如垂直功率MOSFET(DMOSFET)或BJT，但也可以是例如电子管或IGBT。
权利要求
1.一种具有输出级的电子推挽式放大器，其输出级进一步包括用于通过源出电流路径将源出电流源出到负载的至少一个源出有源输出装置、以及用于通过吸收电流路径从所述负载吸收电流的至少一个吸收有源输出装置，所述放大器包括源出电流检测电阻器，用于有利于检测通过所述推挽式放大器的所述输出级源出电流路径的所述源出电流，所述源出电流检测电阻器位于所述输出级源出电流路径中；吸收电流检测电阻器，用于有利于检测通过所述推挽式放大器的所述输出级吸收电流路径的所述吸收电流，所述吸收电流检测电阻器位于所述输出级吸收电流路径中；以及静态电流控制装置，用于响应于分别通过所述输出级源出电流路径和所述吸收电流路径的所述源出电流和所述吸收电流中的最小一个，控制通过所述输出级源出电流路径和所述输出级吸收电流路径的静态电流，从而减小输出阻抗和交越失真。
2.根据权利要求1所述的电子推挽式放大器，进一步包括源出驱动电路，用于生成直接施加至所述源出有源输出装置的共享端子的输出级源出信号；以及吸收驱动电路，用于生成直接施加至所述吸收有源输出装置的共享端子的输出级吸收信号。
3.根据权利要求2所述的电子推挽式放大器，其中，所述源出驱动电路生成直接施加在所述源出有源输出装置的栅极端子和源极端子之间的电压，并且其中，所述吸收驱动电路生成直接施加在所述吸收有源输出装置的栅极端子和源极端子之间的电压。
4.一种减小在具有输出级的电子推挽式放大器中的输出阻抗和交越失真的方法，其输出级进一步包括用于源出通过源出电流路径的源出电流的至少一个源出有源输出装置、以及用于吸收通过吸收电流路径的吸收电流的至少一个吸收有源输出装置，所述方法包括以下步骤通过检测经过设置在所述输出级的所述源出电流路径中的源出检测电阻器的第一电压，来检测通过所述输出级的所述源出电流路径的所述源出电流；通过检测经过设置在所述输出级的所述吸收电流路径中的吸收检测电阻器的第二电压，来检测通过所述输出级的所述吸收电流路径的所述吸收电流；响应于所述源出电流和所述吸收电流，生成表示所述源出电流和所述吸收电流中的最小一个的偏压控制信号，所述偏压控制信号与所述源出电流和所述吸收电流中的所述最小一个成比例；响应于所述偏压控制信号，控制源出偏压和吸收偏压；将在所述源出有源输出装置的栅极端子或基极端子施加的源出输出级控制信号直接施加至所述源出有源输出装置的共享端子；以及将在所述吸收有源输出装置的栅极端子或基极端子施加的吸收输出级控制信号直接施加至所述吸收有源输出装置的共享端子。
5.根据权利要求4所述的方法，进一步包括以下步骤响应于跨过所述源出检测电阻器的电压，产生第一偏压控制信号，从而表示通过所述源出有源输出装置的电流；以及响应于跨过所述吸收检测电阻器的电压，产生第二偏压控制信号，从而表示通过所述吸收有源输出装置的电流。
6.根据权利要求5所述的方法，进一步包括以下步骤源出和吸收通过电阻器的电流，所述电流表示所述输出级源出电流和所述输出级吸收电流中的最小一个；检测跨过所述电阻器的电压，用于产生偏压控制电压；以及产生与所述偏压控制电压成反比的对称偏压。
全文摘要
本发明提供了一种具有低输出阻抗和低交越失真的推挽式放大器。通过输出级的源出电流路径的电流和通过输出级的吸收电流路径的电流中的最小一个确定用于控制放大器的静态电流而产生的静态电流控制信号。通过响应于静态电流控制信号对称地控制施加到源出有源输出装置的偏压以及施加到吸收有源输出装置的偏压来控制静态电流。用于控制源出有源输出装置的输出级源出控制信号被直接施加到源出有源输出装置的共享端子，以及用于控制吸收有源输出装置的输出级吸收控制信号被直接施加到吸收有源输出装置的共享端子。
文档编号H03F3/30GK1918787SQ200580004997
公开日2007年2月21日 申请日期2005年2月15日 优先权日2004年2月18日
发明者彼得·桑德奎斯特 申请人:彼得·桑德奎斯特