带阻滤波器的制作方法

专利名称：带阻滤波器的制作方法
技术领域：
本发明总地涉及滤波技术，特别涉及带阻滤波器。
背景技术：
自从二十世纪六十年代中期以来，表面声波(SAW)器件已被开发并逐步商业化。这些器件通常具有形成于压电晶片上的叉“指”形式的电极(所谓的叉指电极)。当高频信号被施加于输入电极时，在压电晶片上将产生行声波形式的机械振动并被输出电极提取。一般而言，当表面声波的波长和电极“指”的周期相同时，表面声波的振幅是最大的并且器件有较低的电阻抗。阻抗很低的频带定义为“通带”。在通带之外的其它输入频率上，器件表现出具有更高的电阻抗。
因此，所谓“SAW谐振滤波器”可以制成具有非常精确和窄的(通常具有大于1000的Q因子)带通特性。此外，由于表面声波穿过晶片的速度比电磁波的速度慢100000倍，这种器件通常压缩并形成于单个晶片(die)上。在实践中，这种器件可被用于梯形结构(多个并联和多个串联谐振滤波器共同使用)。这使得可以根据需要调节组合带通特性。
此类器件具有多种用途，但是却有两个显著缺陷阻碍其在某些应用中使用。首先，利用SAW谐振器制造的带通滤波器通常具有相对较高的、通常为最小1或2dB的插入损耗。就目前的工艺状况而言，对于单级带通梯形滤波器，通带中的插入损耗大约是1dB并且阻带中的抑制大约是15dB。损耗通常是粘弹性衰减和/或当电能转换成声能并在SAW滤波器腔周围传播时的SAW到体声波之间的模式转换而导致的。第二，SAW滤波器的功率处理能力有限。在高功率下，金属电极经受的超声振动最终将使金属晶界迁移。这样，例如，在现有的1800、1900和2100MHz移动通信频带下，这种滤波器很难承受典型手机的500mW至1W的典型发射功率。此外，为了达到适度的功率处理能力，已经开发了先进的系统。
SAW带阻滤波器潜在地提供了一种改进的方法。在带阻滤波器中，阻抗的振幅在阻带中最大。在其他输入频率下，在通带中，器件具有低电阻抗。由于SAW带阻滤波器在通带中可被设计以充当叉指变换器(IDT)电容性器件，并且仅在其阻带中呈现出强声波相应，因此这些滤波器可能实现非常低的插入损耗并且处理比相应的带通滤波器高得多的功率。在远离阻带的频率(即，器件的通带)下，器件的声波相应非常弱，由此粘弹性衰减或者模式转换非常小而且可达插入损耗基本上由很少的匹配元件和IDT电容(SAW变换器)的Q来限制。此外，声-电迁移不再那样显著，由此器件能够处理更高的功率并且主要仅由通过IDT的电弧来限制。尽管SAW陷滤波器和带阻滤波器有很大的潜力，但是至今对其的开发工作相对而言非常之少。
C.S Hartman发表了有关SAW陷波器的一些最早的出版物，包括1986年3月18日公开的美国专利4,577,168，以及C.S Hartman，J.C Andle和M.B.King于1987年Ultrasonics Symposium第一卷第131-138页发表的“SAW陷波器”。提出了实现SAW陷波器的各种技术，其中单相单向变换器(SPUDT)的通带中的电导被用作阻抗元件以构造陷波器。一个例子是使用了SPUDT变换器的阻抗于射频(RF)转换器，其他例子是以SPUDT变换器阻抗元件替代桥T型陷波器中的电容。
1990年Gopani等人提出了这种技术的一个变化(S.Gopani和B.A.Horine在1990年Ultrasonics Symposium上的“SAW波导耦合谐振陷波器”)，其中两极波导耦合谐振器被嵌入到全通网络中以实现陷波器。Lorenz等人在1998年提出了进一步的改进(P.A.Lorenz和D.F.Thompson在1998年Ultrasonics Symposium上的“宽带宽低开销SAW陷波器”)。这种技术包括将两个单极SAW谐振器串联放置并在它们中间放置并联电感以它们的静态电容外谐振。
利用带阻滤波器的固有优势，本发明的发明人基于SAW梯形滤波器开发了一种带阻滤波器(2004年3月23日公开的美国专利6,710,677，和S.Beaudin，C.Y.Jian和S.Sychaleun在2002年Ultrasonics Symposium上的“无线系统中的新型SAW带阻滤波器及其应用”)。这一在先SAW带阻滤波器的设计技术是基于非常著名的带通梯形滤波器的反转，所述滤波器是Y.Sato，O.Ikata，T.Matsuda，T.Nishihara和T.Miyashita在1992年的Proc.Int.Symp.移动通信SAW设备第179-185页发表的“谐振型低损耗滤波器”。
在带通结构中，我们试图利用串联谐振器的谐振和并联谐振器的反谐振产生通带。插入损耗可以通过提供非常低的串联阻抗和非常高的并联阻抗来最小化。发明人在先的带阻滤波器主要包括利用串联谐振器的反谐振和并联谐振器的谐振来产生带阻滤波器，其中所述阻带的深度通过增加串联阻抗并最小化并联阻抗来最大化。对于公知的通带器件，期望通过最小化串联并联静电容比来优化带外抑制。对于发明人的在先带阻滤波器，不同之处在于发明人希望通过最大化串联并联静电容比来最小化插入损耗。应该知道，技术人员可以仅仅通过将梯形滤波器的每个臂中的并联和串联谐振器反转来将通带梯形滤波器变换成相应的带阻梯形滤波器。
所获得的带阻滤波器能够提供非常低的插入损耗以及能够承受在其通带中相当高的功率。例如，一些800MHz的原型具有在通带中小于0.5dB的插入损耗，在阻带中给出＞35dB的抑制并且在通带中持续几个星期承受42dBm的RF功率。功率处理能力与相似尺寸的、类似的通带SAW梯形滤波器相比得到最大程度的改进。
虽然这种滤波器呈现出非常低的损耗和高功率处理能力，然而其设计方法对期望复杂的滤波器响应的情况缺乏灵活性。为了产生深的阻带，需要具有对地的低阻抗来依靠高串联阻抗。串联和并联谐振器均被使用。并联谐振器用于在其谐振频率上产生对地的低RF阻抗，并且串联谐振器的反谐振用于产生高串联阻抗。此外，为了最小化通带损耗，需要最小化并联谐振器的电容并最大化串联谐振器的电容，从而给谐振器设计带来限制。这些滤波器通常用于所有滤波器元件都彼此非常接近的应用中，然而带阻滤波器可以应用的许多现代的高频RF和微波设备通常使用分布式元件。

发明内容
本发明的实施例使得低成本技术，例如SAW或者FBAR(薄膜体声波谐振器)用于设计可以承受非常高的RF功率同时损耗非常低的滤波器。这些滤波器可以实现用于网元的前端，例如通信系统中的BTS(收发基站)的足够低的损耗，而这一领域通常是仅为非常昂贵的空腔滤波器或波导滤波器所独占的。
在此公开的分布式滤波器方法使得滤波器设计者能够仅使用串联或仅使用并联谐振器构造出所期望的响应。谐振器不必局限于单个晶片上。相移元件例如阻抗反演器能够实现高水平抑制并且能够改进通带响应。
通常所需的相移在45°至135°之间，这依赖于设计人是否需要优化阻带深度或者通带插入损耗。阻带深度可以通过阻抗反演(impedance inversion)，即大约90°的相移来进行优化。通带插入损耗可以通过将阻抗相移到其复共轭来实现；复共轭可以发生在大约90°相移时，然而所需的相移在45°至135°范围之间可以更多或更少。当一个或一组谐振器的阻抗，通常是电容性负载，被旋转而表现出接近另一个或另一组谐振器的复共轭的阻抗时，发生自然匹配，因此，在分布式带阻滤波器的所需通带中能够发生自然匹配。
根据本发明的一个方面，提供一种射频带阻滤波器，包括第一声波谐振器和第二声波谐振器。所述第一和第二声波谐振器的每一个具有并联谐振器或者串联谐振器，所述并联谐振器适于在定义一个阻带的各自的谐振频率附近谐振，所述串联谐振器适于在定义所述阻带的各自的反谐振频率附近反谐振。所述滤波器还包括连接所述第一声波谐振器和所述第二声波谐振器的移相器，所述移相器适于引入45°到135°之间的阻抗相移。
根据本发明的另一个方面，提供一种信号滤波方法，包括使信号通过第一声波谐振器，所述第一声波谐振器包括并联谐振器或者串联谐振器，所述并联谐振器适于在定义一个阻带的谐振频率附近谐振，所述串联谐振器适于在定义所述阻带的反谐振频率附近反谐振；使所述信号通过移相器，所述移相器适于引入45°到135°之间的阻抗相移；以及使所述信号通过第二声波谐振器，所述第二声波谐振器具有与所述第一声波谐振器相同的并联或者串联类型。
本领域技术人员在浏览下面对本发明具体实施例的描述后将更加了解本发明的实施例的其他方面或者特征。


下面将根据附图详细描述本发明的具体实施方式
，其中图1是根据本发明的一个实施例的带阻滤波器的示意图；图2示出了图1所示类型的滤波器的模拟响应特性；图3示出了图1所示类型的滤波器和具有相同的谐振器而没有移相器的滤波器的模拟响应特性；图4是根据本发明的另一实施例的带阻滤波器的示意图；图5示出了图4所示类型的滤波器的模拟响应特性；图6示出了图4所示类型的滤波器和具有相同的谐振器而没有移相器的滤波器的模拟响应特性；图7是根据本发明的又一实施例的带阻滤波器的示意图；图8示出了图7所示类型的滤波器的模拟响应特性；图9是根据本发明的再一实施例的带阻滤波器的示意图；图10示出了图9所示类型的、没有移相器的滤波器的模拟响应特性；图11示出了图9所示类型的滤波器的模拟响应特性；图12是根据本发明的另一实施例的带阻滤波器的示意图；图13示出了图12所示类型的滤波器的模拟响应特性；图14是根据本发明的另一实施例的带阻滤波器的示意图；
图15是根据本发明的另一实施例的并联多极带阻滤波器的示意图；图16示出了图15所示类型的并联多极滤波器的模拟响应特性；图17是根据本发明的另一实施例的串联多极带阻滤波器的示意图；图18是根据本发明的实施例的分组谐振带阻滤波器的示意图；图19是4个并联谐振器并行连接的电路的示意图；图20示出了图19所示的电路的模拟响应特性和Smith阻抗图；图21是带有移相器的图19所示的电路的示意图；图22示出了图21所示的电路的模拟响应特性和Smith阻抗图；图23是包括通过移相器连接的两个图19所示的电路的带阻滤波器的示意图；图24示出了图23所示类型的滤波器的模拟响应特性和Smith阻抗图；图25是本发明的实施例的带阻滤波器所应用的无线通信系统的网元的方框图；图26是用于根据本发明的实施例的带阻滤波器的功率放大器或LAN(低噪声放大器)电路的方框图；图27是用于根据本发明的实施例的带阻滤波器的功率放大器或LAN电路的方框图；以及图28a至28d示出了接近1/4波长的集总元件。
具体实施例方式
高频RF和微波设计经常使用分布式元件。随着性能的改进，通过利用相邻谐振器之间的阻抗反演器，带阻滤波器的设计可以变得更加多样。阻抗反演器最简单的形式之一是在所需的工作频率上有大约90°相移的传输线。在四分之一波长传输线非常大或者空间有限时，阻抗反演器可以利用低频下的集总元件设计为分立器件。阻抗反演器的使用使得带阻滤波器可以仅使用并联谐振器或仅使用串联谐振器来构造。此外，这些带阻滤波器可被设计为利用已在诸如正交耦合器、Wilkinson合路器或Balun等器件中存在的四分之一传输线，以及所有已在某些PA(功率放大器)和LNA(低噪声放大器)板上存在的器件作为阻抗反演器。移相器有效地充当了阻抗反演器，它可以提高阻带深度并且改进通带匹配，从而获得改进的整体性能。分立的阻抗匹配器件在某些实施例中也是被排除的。
图1是根据本发明的一个实施例的带阻滤波器的示意图。图1的带阻滤波器包括经由输入端口In1和输出端口Out1之间的移相器PS1连接的并联谐振器Res1和Res2。所述并联谐振器Res1和Res2也并行连接到地Gnd。所述并联谐振器Res1和Res2可以是例如，SAW谐振器、FBAR或者BAW谐振器。例如，具有阻带代表波长的约1/4波长长度的传输线或Shiffman耦合器，可以用作移相器PS1，充当阻抗反演器。
在工作中，并联谐振器Res1和Res2在其各自的谐振频率产生对地Gnd的短路。与并联谐振器Res1和Res2相关联的反谐振产生一个对地Gnd的高阻抗并且该反谐振频率不大于并联谐振器Res1和Res2各自的反谐振频率。移相器PS1旋转并联谐振器Res2的阻抗以使从并联谐振器Res1来看，并联谐振器Res2的对地谐振(短路)表现出高串联阻抗。并联谐振器Res1的对地短路因而解决高串联阻抗，从而给出一个深的阻带。
在这种情况下，阻带深度显著增加。同时，由于在通带中并联谐振器Res2的电容性阻抗关于Smith图旋转(参见图19-24)并且现在对并联谐振器Res1呈现出电感性阻抗，因此通带响应中存在一个相应的改进。通带响应可以通过调节相移量来进行优化，以旋转并联谐振器Res2的谐振来提供接近并联谐振器Res1的阻抗的复共轭阻抗，从而获得一个平的、低损耗通带。适当的相移量可以是从45°至135°。提供复共轭匹配所需的实际相移量随不同的设计而变化，但是大约为90°±45°。当达到复共轭阻抗匹配时，通带响应得到优化，但是这可能会略微牺牲阻带深度。
梯形带阻滤波器利用串联谐振器的反谐振产生高串联阻抗。在图1的滤波器中，并联谐振器Res2和移相器PS1的结合有效地产生一个高串联阻抗。
图2示出了根据本发明图1所示实施例的滤波器的模拟响应特性。抑制表示为频率的函数。应该知道图2所示的特定响应特性仅用于说明目的。根据本发明的其他实施例的滤波器可以表现出不同的响应特性。
图3示出了根据本发明图1所示实施例的滤波器以及具有相同的并联谐振器Res1和Res2而没有移相器的滤波器的模拟响应特性。具有较陡的通带到阻带变换和较低阻带的轨迹10对应于图1所示类型的滤波器。轨迹11对应于不带有移相器的滤波器。这样，显然移相器PS1改进了抑制以及通带匹配。
图4是根据本发明的另一实施例的带阻滤波器的示意图。图4的带阻滤波器包括经由输入端口In4和输出端口Out4之间的移相器PS4连接的串联谐振器Res4和Res5。这样，串联谐振器Res4和Res5可以是SAW或者FBAR装置并且移相器PS4可以是例如传输线、分立阻抗反演器或者耦合器。
在图4的滤波器中利用串联谐振器Res4和Res5中每一个的、在其各自的反谐振频率附近的高阻抗反谐振产生阻带或点陷。移相器PS4相对于串联谐振器Res4和Res5中的一个旋转另一个的阻抗，以使每个谐振器的反谐振依靠低阻抗，从而提供改进的抑制。移相器PS4的阻抗旋转还确保了道带中好的匹配。
图5示出了图4所示类型的滤波器的模拟响应特性。当然，滤波器可以设计为呈现所期望的、不同于图5和下面描述的后续滤波器响应图所示的响应特性的响应特性。
图6示出了图4所示类型的滤波器和具有相同的串联谐振器Res4和Res5而没有移相器PS4的滤波器的模拟响应特性。具有较低阻带和较陡的通带到阻带变换的轨迹12对应于图4所示类型的滤波器。轨迹13对应于不带有移相器PS4的滤波器。通过比较图6中的两条轨迹12和13，图4的滤波器中的移相器PS4的作用变得更加清楚。阻带深度和通带损耗和平滑度将会显著改进。
图7是根据本发明的又一实施例的带阻滤波器的示意图。图7示出的串并联带阻滤波器包括串联谐振器Res7和并联谐振器Res8作为第一对谐振器，并且包括串联谐振器Res9和并联谐振器Res10作为第二对谐振器。串联谐振器Res7连接到输入In7，串联谐振器Res9连接到输出Out7。并联谐振器Res8和Res10都连接到地Gnd。电感ID1连接到第一对谐振器并且连接到输入In7和地Gnd之间。类似地，电感ID2连接到第二对谐振器并且连接到输出Out7和地Gnd之间。在这一特定设计中，电感藉由关闭在滤波器通带中的部分谐振元件电容来改进通带响应。第一对谐振器和第二对谐振器通过移相器PS7串联连接。电感和移相器的组合能够同时提供阻带的阻抗反演和通带的复共轭匹配。
图7所示滤波器的操作将通过对上述图1和4的并联和串联滤波器的描述变得更加清楚。特别地，移相器PS7旋转并联谐振器Res10的阻抗，以使从并联谐振器Res8来看，并联谐振器Res10的对地Gnd谐振表现出高串联阻抗。并联谐振器Res8的对地短路依靠高串联阻抗。所述移相器PS7还旋转串联谐振器Res9的阻抗，以使串联谐振器Res7的反谐振依靠对地Gnd的低阻抗。最终结果是逆转在谐振器Res9和Res10的电路中的有效位置。
图8的模拟响应特性示出了利用图7的滤波器中的移相器PS7提供的好的通带匹配。有效的通带复共轭阻抗匹配确保低损耗并利用不爱出问题的分立器件达到匹配。
图9是根据本发明的再一实施例的带阻滤波器的示意图。图9的滤波器是围绕分路器/合路器，说明性地为Wilkinson分路器/合路器设计的并联带阻滤波器。Wilkinson分路器/合路器电路具有分别在支路B1、B2和B3中的、具有相同标称值(例如50欧姆)的输入/输出阻抗R1、R2和R3。这些电阻不是电路的一部分但是却表示各个端口的电源和负载阻抗。跨接支路B2和B3的匹配电阻R4具有输出负载阻抗两倍的标称值，本例中为100欧姆。输入/输出阻抗R1通过传输线TL5连接到交叉点J1(注意TL5不必在电路中)。传输线TL5具有50欧姆标称阻抗。交叉点J1通过在支路B2和B3中的四分之一波传输线TL2和TL3连接到输入/输出阻抗R2和R3。所述四分之一波传输线TL2和TL3具有相同的标称阻抗，在本例中是70.7欧姆，并且在期望的阻带频率上提供90°的标称相移。
四分之一波传输线TL2和TL3由于其相移特性，可以用作带阻滤波器的基础。特别地，并联谐振器Res12和Res11已被添加到支路B2和B3。并联谐振器Res13已被添加到支路B1。并联谐振器Res13位于与谐振器Res12和Res11的四分之一波传输线TL2和TL3相对的一侧。这样，谐振器Res13、四分之一波传输线TL2和谐振器Res12充当在支路B2中的带阻滤波器；并且谐振器Res13、四分之一波传输线TL3和谐振器Res11充当在支路B3中的带阻滤波器。每个带阻滤波器的操作如图1所述。
在许多例子中，正如图9的例子一样，在通信设备中示出了Wilkinson分路器形式的四分之一波移相器。图9示出了如何通过将谐振器置于四分之一波传输线的两端来将分布式带阻滤波器设计到Wilkinson分路器中。例如，在通信设备中的PCB(印刷电路板)上提供的、利用四分之一波线路的带阻滤波器减少了空间需求和与应用滤波器有关的损耗。
通过图10和图11的比较，图9的移相器的阻抗反演效果变得更加清楚了。图10分别示出了Res13和Res12或Res11的模拟响应特性。图11示出了图9所示电路的模拟滤波器响应。图11中的3dB损耗是由功率分配所致。实际的散逸损耗在0.1dB数量级上。
图12是根据本发明另一实施例的带阻滤波器的示意图。图12的滤波器基于分路器，如图9滤波器一样，但是图12的滤波器是串行带阻滤波器。图12的输入/输出传输线TL6、TL9和TL10标称为50欧姆阻抗。匹配电阻R5跨接输入/输出传输线TL9和TL10。两根标称阻抗为70.7欧姆的四分之一波传输线TL8和TL7连接到交叉点J2。通过由移相器，说明性地为四分之一波传输线TL8和TL7将串联谐振器Res15、Res16和Res14连接在一起，三个串联谐振器Res15、Res16和Res14被嵌入到分路器中。使得串联带阻滤波器如图2所示那样工作。图13是图12所示类型的滤波器的模拟响应特性。
带阻滤波器也可被设置在正交耦合器周围，类似于上面描述的Wilkinson分路器。基本上，串联或并联谐振器对将跨接在正交耦合器两侧，该正交耦合器给出90°的相移，以产生阻带。
图14示出了嵌入Wilkinson分路器中的串联带阻滤波器的又一例子。如上所述，输入/输出电源和负载阻抗R6、R7和R8具有相同的标称值。跨接分路器支路的匹配电阻R9具有输入/输入电源和负载阻抗R6、R7和R8两倍的标称阻抗值。传输线TL12将输入连接到交叉点J3。电感L1、L2和L3被设置于输入和输出端口以提高通带响应。在本例中，设置并行的串联谐振器Res20至Res28、Res30至Res38、以及Res40至Res48。并行的串联谐振器的连接，如图所示，增加了滤波器的功率处理能力。四分之一波传输线TL14和TL16将并行串联谐振器组Res20至Res28、Res30至Res38和Res40至Res48分离开来。四分之一波传输线TL14和TL16提供阻带上的四分之一波相移以进行图4所述的滤波器操作。
图15是根据本发明另一实施例的多极滤波器的示意图。M个谐振器，在图15中为示意性的9个并联谐振器Res51至Res59通过M-1个移相器，在图15中示意性的为8个移相器PS51至PS58来连接。并联谐振器Res51至Res59并联接地Gnd并且跨接输入端口In50和输出端口Out50。图15显示滤波器可以被级联并设计以适用于特定的需求。多极滤波器以与图1所示的并联滤波器基本上相同的方式工作。
如图15所示，利用多个移相器PS51至PS58可以构建非常复杂的滤波器。通过将谐振器Res51至Res59的每一个调谐到略微不同的谐振频率上以增加抑制带宽，此类滤波器结构也可以提供带宽相对较宽的抑制。如果需要提高特定频率范围上的抑制性能，可以将更多的谐振器集中到该特定的频率范围。
图16是图15所示类型的并联多极滤波器的模拟响应特性。图16所示的特性是通过用复制869和874MHz谐振器模拟图15所示的滤波器以在低端增强阻带而生成的。出于模拟目的，谐振器Res51至Res57被分别设置以869MHz、874MHz、877MHz、881MHz、886MHz、890MHz和895MHz谐振，并且谐振器Res58至Res59分别是谐振器Res51和Res52的相应副本。这将获得图16所示的、以及下表1所示的阻带低端提高的抑制性能。
表1

当然，其他阻带频率和响应也可以通过具有不同谐振频率的谐振器来产生。
图17是多极带阻滤波器的串联谐振器例子的示意图。图17的滤波器基本上类似于图15所示的滤波器，区别在于它还包括端接电阻R10和R11，和通过四分之一波传输线TL61至TL68连接的串联谐振器Res61至Res69而非并联谐振器。图17的滤波器以与图4所示的滤波器基本类似的方式工作，区别在于它允许像图15所述的那样调谐多个谐振器Res61至Res69。
上面描述的本发明的示意性实施例，除了图14所示的滤波器，都包括通过移相器连接的单个谐振器。然而，也可以通过基本类似的方式连接谐振器组。
图18是一个分组谐振滤波器例子的示意图。在图18中，第一组并联谐振器Res71至Res75并行连接从而分为一组，类似地，第二组并联谐振器Res76至Res79也通过并行连接被分为一组。如图1所述的，在输入端口In70和输出端口Out70之间的第一组并联谐振器Res71至Res75和第二组并联谐振器Res76至Res79通过移相器70相连接。更广义而言，N个谐振器可被分为一组并通过移相器与一个M个谐振器的组相连接，其中N和M可以相等也可以不等。虽然并行连接，当在集成电路上实现所述滤波器时，分组的谐振器不必须在同一晶片上。
在一个分组谐振器滤波器中，每个谐振器在其各自的谐振频率产生对地的低阻抗。在此，反谐振是对地的高阻抗并且作用很小。在不同于谐振和反谐振频率的频率上，滤波器作为对地电容。额外的对地电容对各个谐振器的谐振频率影响很小。
分组谐振器滤波器在并联例中工作得非常好。串联谐振器的并行连接通常仅提供一个产生高阻抗的反谐振频率。
谐振器之间的移相器的作用将通过参考图19至24来进行进一步阐述。图19是4个并联谐振器Res81至Res84不通过移相器并行连接的电路的示意图。其中还包括输入/输出电阻R15和R16以及电感L4和L5。如图20所示，由并行连接的并联谐振器Res81至Res84给出的多个对地谐振在Smith图中可被看作低阻反谐振。
在Smith图中，圆圈对应于恒定实际阻抗。右边的小圈为100Ohms，中间的圆圈为50Ohms，更大的圆圈为25Ohms。Smith图的边缘为0Ohms。水平线代表想象的电感或电容阻抗。中心为0。在中心线上，越往上电感阻抗越高。电容阻抗在中心线以下，越往下电容越大。从右侧伸出的平行弧线对应于恒定电容或电感阻抗。
图20示出了Smith图与模拟响应特性的对应关系。在由标记m8和m9之间的范围确定的通带中，抑制非常低。在标记m8处，频率为849Mhz并且抑制为0.476dB。类似的，在标记m9处，频率为824Mhz并且抑制为0.215dB。在谐振器Res81至Res84的谐振频率上，抑制更大了。在S21响应中，谐振为0。
图21是在谐振器前置有移相器TL80的图19所示的电路的示意图。图22示出了图21所示谐振电路的模拟响应特性和Smith图。
通过四个并行连接的并联谐振器和如图21所示那样设置的移相器，谐振电路呈现出与图19的电路基本相同的振幅响应(与图20和22所示的模拟响应特性相比)。然而，从移相器TL80的角度来看，图22的Smith图清楚地示出了4个并联谐振器Res81至Res84已从地阻抗端(图20的Smith图)旋转到Smith图的高阻抗端。图22中定义通带的标记m8和m9已被旋转。在图20的Smith图中，标记代表大约50ohms的电容负载。在图22中，对应于标记的阻抗为感性的并且接近图20的电容负载的复共轭。
图23是包括通过四分之一波传输线TL80形式的移相器连接的两个图19所示的谐振电路的带阻滤波器的示意图，第一个谐振电路包括并联谐振器Res81a至Res84a并且包括电感L4a和L5a，第二个谐振电路包括并联谐振器Res81b至Res84b并且包括电感L4b和L5b。图24示出了图23所示类型的滤波器的模拟响应特性和Smith图。如图24所示，相对于图19和21的谐振电路的阻带，图23的滤波器的阻带从大约-9dB提高到大约-23dB。图23的滤波器的改进的通带响应也可以通过比较图20、22和24的响应特性而获得。图23的滤波器在通带低端呈现出接近理想的匹配。
在图19至24中，移相器被调节以旋转阻带(并联谐振器的谐振)从而给出阻抗反演。这样，谐振器组Res81b-Res84b的通带(由标记m8和m9标识)被旋转而成为感性的并且由此调谐出另一谐振器组Res81a-84a的电容性通带阻抗。在标记m9处，旋转几乎给出了复共轭，然而标记m8处的响应却稍微过旋转了。如果相移量减少，标记m8处的通带响应将得到改进，但是由于图22中的Smith图上的谐振所示出的阻带将在Smith图上被不充分地旋转，因此对阻带深度将产生轻微影响。
在上面的描述中，术语“移相器”用于统称引入45°到135°之间的相移或旋转的元件；在90°旋转下，移相器用作阻抗反演器。这种移相器的例子包括四分之一波传输线和各种类型的耦合器和分路器/合路器。利用集总元件也可以构造分立的移相器。在更低频率下以及分布式移相器将会很大的其它工作条件下，例如，建议构造分立的阻抗变换器。事实上，任何这种移相器的例子都可以与声波谐振器相结合来给出，从而提供根据本发明的实施例的带阻滤波器。
分立的阻抗变换器的典型例子通过包含电感L、电容C和地G的图28a至28d来示出。图中示出了四种产生阻抗变换的、非常著名的拓朴结构。对于每种结构电容和电感值接近下式L=Z02π*f0]]>公式1C=12π*f0*Z0]]>公式2为优化通带或阻带，电容和电感之可以略微变化。在某些例子中，将SAW或FBAR静电电容值包含到公式2所定义的所需电容值中是有益的。根据实际应用和目标规范，上述带阻滤波器可被设计在各种晶片上。例如，本领域的普通技术人员应该知道术语“SAW”可以扩展到传统瑞利波，也可以包括漏SAW、掠面体波和表面横波。
通常，波的类型取决于晶片的选择。支持传统瑞利波模式的晶片例子可以是ST石英、YZ铌酸锂、128度切X轴铌酸锂、X切112.2Y向钽酸锂。支持漏表面声波的晶片例子可以是LST石英、64度YX铌酸锂和36至42度YX钽酸锂。支持掠面体波的晶片例子可以是旋转的Y切ST石英、35.5度(AT)旋转的Y切石英和36度旋转的YX钽酸锂。
此外，声波谐振器可被设计在多层晶片上，包括但不限于，具有例如由Sumitomo开采的Si/刚石/ZnO/Al/SiO2构成的SiO2层或者金刚石晶片的钽酸锂。
现在，来看图25所示和所述的滤波器类型的例子，图25是本发明的实施例的带阻滤波器所应用的无线通信系统的网元的方框图。图25的网元是用于蜂窝式移动无线网络的基站。
天线20用于在不同的频率上向移动通信终端发射信号并从其接收信号，所述移动通信终端示意性地可以是手机。双工器22用于在发射带中从功率放大器24向天线20馈送信号，并且在接收带中从天线20向LNA26馈送信号。
声波谐振器带阻滤波器28连接到功率放大器24的放大级30和32，并用于抑制接收带中的频率。这将在双工器22的输入34处减少接收带中的能量。
调谐另一声波谐振器带阻滤波器36以在LNA26的输入级处抑制发射带。
通过将滤波器28和36纳入网元中，由于在发射带中LNA对能量的敏感度被滤波器36降低了，因此双工器22的操作余量(margin)可被减少。功率放大器24将接收带中的能量引入双工器22的可能性也将被滤波器28减少。这样，双工器22开销可被减少，从而在网元的整体开销上节省大量的开销。
通过图25可以看到两个放大级30、32和单个级间滤波器28，然而放大级的数目和级间滤波器的数目可以不同于所示的数目。类似地，带阻滤波器36和单个LNA26的代表仅用于表示根据本发明的实施例的滤波器的一个使用例子。
本领域的普通技术人员应该知道诸如移动电话手机等的通信终端可能包含操作上类似图25的双工器22的双工器。双工器的目的在于允许使用同一天线在不同的频带中同时进行发射和接收，同时确保相对高功率的发射信号不淹没在由LNA放大的接收信号中。这样，可以在诸如基站的网元中或者诸如手机的通信终端中，或者同时在二者当中使用在此公开的带阻滤波器。
如上所述，LNA和PA电路通常采用正交耦合器或者Wilkinson合路器来连接多个晶体管。这种实现方式有许多好处，例如正交耦合器可提供改进的回波损耗，可述功率的3dB的改进或线性化。
图26示出了在其输入和输出端采用正交耦合器的LNA或PA电路。LNA或PA通常利用正交耦合器来实现以确保好的输入和输出匹配，以及提高的灵敏度和线性化。包括匹配网络和电压源VDD的基本电路的操作是本领域的技术人员所了解的。在这一特定的实现方式中，通过将谐振器对Res94和Res96、Res95和Res97、Res90和Res92、以及Res91和Res93置于四分之一波传输线TL90和TL91的两边，带阻滤波器被设计在正交耦合器周围。
图27示出了利用Wilkinson合路器来并行连接两个增益级的LNA或PA电路。通过将谐振器对Res100和Res102、Res104和Res102、Res106和Res110、以及Res108和Res110置于四分之一波传输线TL100、TL101、TL102和TL103的两边，带阻滤波器被设计在位于增益块的输入和输出端的Wilkinson合路器周围。利用已经存在于LNA或PA电路中的阻抗反演器能够最小化RF损耗并减少空间需求。
虽然图26和27示出了在输入和输出端的、根据本发明的带阻滤波器，但是应该知道带阻滤波器可以仅在输入端或者仅在输出端给出。
应该注意，带阻滤波器可以用于抑制其它干扰源影响例如飞机频段。
根据本发明的实施例的各种滤波器已经在上面进行了描述，并且也提供了额外的、非常有用的滤波器设计的适应性。在一个例子中，当设计干扰减轻滤波器时，可能需要几个伏特的DC功率信号通过滤波器传播。在基站环境中，DC信号通常从BTS的天线端口，沿天线馈线向上馈送到在桅顶的模块。当塔顶放大器被使用或者可编程时，这种方案的例子可以是倾斜天线。在这种情况下，由于施加到输入端口的任何DC信号都具有到输出端口的直接DC路径，因此设计仅仅使用并联谐振器的滤波器将会非常容易。
在其它例子中，可能并联或者串连谐振器设置成所期望的传输功能或者功率处理特性，而不是对两者均进行设置。在这种情况下仅仅使用串连或者并联谐振器合成所期望的滤波器是非常有利的。在高功率应用下，不希望使用串连谐振器，因为谐振器需要通过入射到其上的全部RF功率。另一方面，并联谐振器仅仅需要通过RF轨迹和地之间的电位差而不需要通过RF电流。
在阻带的高端需要提升RF功率的情况下，需要阻带的高端的声波谐振很小或者根本没有。在这种情况下，仅使用串连谐振器是十分有利的。串连谐振器将在阻带中维持其反谐振状态。在阻带之上，谐振器看上去像一个电容，并且能够承受比在本频率范围上表现出更强的声波响应的设备高得多的功率。不需要并联谐振器，因为在阻带中并联谐振器将保持其谐振频率，因此在阻带之上并联谐振器将保持其反谐振频率。由于并联装置将在通带上呈现出大的声波谐振(即，由于并联装置保持其反谐振频率)，因此并联装置难以承受大的RF功率。
相反，在通带的低端需要提升RF功率的情况下，仅使用并连谐振器是十分有利的。并连谐振器在其谐振频率上形成阻带。在其谐振频率之下，装置看上去像一个具有很小或没有声波响应的电容。这些谐振器的反谐振频率将高于实际的谐振频率，远离在低于阻带的一个频率上的提升的RF功率。由于该装置充当低于阻带的电容，所述阻带由并联谐振器的谐振形成，因此该装置的通带主要由具有用于匹配相继的所述装置的阻抗反演器的变换器的叉指电容形成。由于通带中没有声波谐振，滤波器在其通带内可以承受比其他通带滤波器所能承受的大得多RF功率。由于在通带中缺乏声波谐振，本装置的故障机制是通过电孤实现而不是声电迁移。
以上的描述仅仅是本发明基本原理的应用的示意性说明。本领域的普通技术人员在不背离本发明的范围的情况下可以实现其他的方案和方法。
例如，本发明不限于任何在图中和/或说明书中描述的特定成分值和响应特性。这些值和特性仅仅出于解释说明目的而给出。
权利要求
1.一种射频带阻滤波器，包括第一声波谐振器和第二声波谐振器，所述第一和第二声波谐振器包括并联谐振器或者串联谐振器，所述并联谐振器适于基本在定义一个阻带的各自的谐振频率上谐振，所述串联谐振器适于基本在定义所述阻带的各自的反谐振频率上反谐振；以及连接所述第一声波谐振器和所述第二声波谐振器的移相器，所述移相器适于引入45°到135°之间的阻抗相移。
2.根据权利要求1的滤波器，其中所述阻抗相移约为90°。
3.根据权利要求1的滤波器，其中所述阻抗相移提供近似阻抗反演。
4.根据权利要求1的滤波器，其中所述阻抗相移将阻抗变换到大约其复共轭。
5.根据权利要求1至4中任意一项所述的滤波器，其中所述第一声波谐振器包括第一多个声波谐振器中的一个，所述第一多个声波谐振器通过所述移相器连接到所述第二声波谐振器。
6.根据权利要求1至4中任意一项所述的滤波器，其中所述第二声波谐振器包括多个声波谐振器中的一个，所述多个声波谐振器通过所述移相器连接到所述第一声波谐振器。
7.根据权利要求5所述的滤波器，其中所述第二声波谐振器包括第二多个声波谐振器中的一个，所述第二多个声波谐振器通过所述移相器连接到所述第一声波谐振器。
8.根据权利要求7所述的滤波器，其中所述第一多个声波谐振器和所述第二多个声波谐振器的每一个包括连接到所述移相器的串联谐振器和并联谐振器。
9.根据权利要求7所述的滤波器，其中所述第一多个声波谐振器和所述第二多个声波谐振器的每一个包括在所述移相器和地之间并行连接的多个并联谐振器。
10.根据权利要求7所述的滤波器，其中所述第一多个声波谐振器和所述第二多个声波谐振器的每一个包括并行连接的多个串联谐振器。
11.根据权利要求7至10中任意一项所述的滤波器，其中所述多个声波谐振器和第二多个声波谐振器包括不同数目的声波谐振器。
12.根据权利要求1至11中任意一项所述的滤波器，其中所述第一和第二声波谐振器包括从下组中选择的谐振器表面声波谐振器和薄膜体声波谐振器。
13.根据权利要求1至12中任意一项所述的滤波器，其中所述移相器包括从下组中选择的元件四分之一波传输线、Shiffman耦合器、正交耦合器、分立阻抗反演器和分路器/合路器。
14.根据权利要求1至13中任意一项所述的滤波器，还包括分路器/合路器，具有三个端口，其中一个端口连接到其他两个端口；第三声波谐振器，具有与第一和第二声波谐振器相同的并联或者串联类型；以及第二移相器，连接所述第一声波谐振器和所述第三声波谐振器，并且适于引入45°到135°之间的阻抗相移；其中所述移相器和所述第二移相器分别连接到所述其他两个端口，并且其中所述第一、第二和第三声波谐振器分别连接到所述一个端口和所述其他两个端口。
15.根据权利要求14所述的滤波器，其中所述移相器和所述第二移相器与所述分路器/合路器集成在一起并且分别将所述一个端口连接到所述其他两个端口。
16.根据权利要求14或15所述的滤波器，其中所述分路器/合路器包括Wilkinson分路器/合路器。
17.根据权利要求1至13中任意一项所述的滤波器，还包括第三声波谐振器，具有与第一和第二声波谐振器相同的并联或者串联类型；以及第二移相器，将所述第三声波谐振器连接到所述第一和第二声波谐振器中的一个，并且适于引入45°到135°之间的阻抗相移。
18.根据权利要求1至13中任意一项所述的滤波器，还包括第三多个声波谐振器，具有与第一和第二声波谐振器相同的并联或者串联类型；以及将所述第三多个声波谐振器的每一个连接到所述第一声波谐振器、第二声波谐振器或者第三多个声波谐振器中的另一个声波谐振器的相应的移相器，其中所述相应的移相器适于引入45°到135°之间的阻抗相移。
19.根据权利要求18所述的滤波器，其中所述第一声波谐振器、第二声波谐振器和第三多个声波谐振器中的至少一些被调谐到不同的谐振或反谐振频率上。
20.根据权利要求18或19所述的滤波器，其中所述第一声波谐振器、第二声波谐振器和第三多个声波谐振器中的至少一些被调谐到基本相同的谐振或反谐振频率上。
21.根据权利要求1至3中任意一项所述的滤波器，还包括至少一个电感，其中所述电感与所述移相器共同将阻抗变换到大约其复共轭。
22.一种功率放大器，包括权利要求1至21中任意一项所述的滤波器。
23.一种双工器，包括权利要求1至21中任意一项所述的滤波器。
24.一种低噪声放大器，包括权利要求1至21中任意一项所述的滤波器。
25.一种通信系统，包括含有权利要求1至21中任意一项所述的滤波器的通信设备。
26.根据权利要求25所述的通信系统，其中所述通信设备包括网元和通信终端中的至少一个。
27.一种信号滤波方法，包括使信号通过第一声波谐振器，所述第一声波谐振器包括并联谐振器或者串联谐振器，所述并联谐振器适于基本在定义一个阻带的谐振频率上谐振，所述串联谐振器适于基本在定义所述阻带的反谐振频率上反谐振；使所述信号通过移相器，所述移相器适于引入45°到135°之间的阻抗相移；以及使所述信号通过第二声波谐振器，所述第二声波谐振器包括与所述第一声波谐振器具有相同的并联或者串联类型的第二声波谐振器。
全文摘要
本发明公开了一种带阻滤波器。所述带阻滤波器包括第一声波谐振器和第二声波谐振器，所述第一和第二声波谐振器包括并联谐振器或者串联谐振器，所述并联谐振器适于基本在定义一个阻带的各自的谐振频率上谐振，所述串联谐振器适于基本在定义所述阻带的各自的反谐振频率上反谐振。这些谐振器通过移相器相连接，所述移相器引入45°到135°之间的阻抗相移。所述带阻滤波器的示例应用包括用于无线通信系统的基站功率放大器的级间带阻滤波器、用于无线通信终端的双工器中以及低噪声放大器输入级中的射频带阻滤波器。
文档编号H03H9/205GK101084623SQ200580043659
公开日2007年12月5日 申请日期2005年9月30日 优先权日2004年10月29日
发明者史蒂夫·博丁, 简春云, 萨姆塞克·西查勒恩 申请人:北电网络有限公司