专利名称：可变增益放大器和包括其的通信装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种其增益是可变的可变增益放大器，还涉及其中包括该放大器的通信装置。
背景技术：
用于例如发送/接收电视广播信号的常规的通信装置中包括被构造成其增益可变的可变增益放大器。例如，该通信装置的接收电路中包括低噪声放大器(LNA)作为可变增益放大器，用于放大通过天线接收到的射频(RF)信号。
当接收到的目标波弱时，LNA的增益被设置成一个大的值以使得能尽可能地抑制每一电路中所产生的噪声的影响，从而能获得高接收灵敏度。相反，当存在干扰波或目标波强度高时，LNA的增益被设置成一个小的值，从而能防止诸如变频器等后级电路饱和。为此，LNA需要大范围的增益变化，例如，约30-40dB。另外，在其中虽然目标波弱但存在干扰波的接收环境中，LNA需要高线性度以抑制因干扰波产生的失真的影响。
一般的接收电路的线性度由下列使用IIP3的表达式1给出，在该接收电路中，后级上包括LNA和混频器、滤波器等在内的多个电路级联连接，例如，见与本发明的一个实施例相关的图1，其中IIP3是作为线性度指标的三阶互调截取点。
1IIP3=1IIP31+G1IIP32+G1·G2IIP33+···+Πj=1n-1GjIIP3n]]>在表达式1中，G1、G2、…和IIP31、IIP32、…表示包括LNA和混频器、滤波器等在内的级联连接的多个电路中的每一个的增益和IIP3。如可从表达式1中清楚的，整个接收电路的IIP3随着作为接收电路中的第一电路的LAN的线性度IIP31增加或LAN的增益G1减小而提高。因此，为了保持整个接收电路的线性度高，期望在LAN的增益逐渐减小时LAN本身的线性度不降低。
JP-A-2005-136846公开了一种适合这种LNA的可变增益放大器。该可变增益放大器中包括多个并联连接在信号输入和输出端之间作为放大晶体管的双极晶体管。衰减器被设置在多个放大晶体管之间的每一间隔中，以将由衰减器衰减过的信号输入至后级放大晶体管。另外，连续地控制多个放大晶体管的基极电流以保持总电流恒定。因此，能通过在所获取的增益不同的多个放大晶体管之间切换，并进一步通过改变供给每一放大晶体管的电流来得到其中增益在大范围上平滑变化的增益变化特性。
通常，电路的线性度随着电路功耗的增加而提高。然而，在JP-A-2005-136846的可变增益放大器中，存在一个其中每一晶体管用小基极电流工作的晶体管区，因为在切换多个放大晶体管时基极电流的分配比连续变化。因此，如JP-A-2005-136846的图4中所示，特别在从第一极放大晶体管切换至第二级放大晶体管以减小增益时，线性度IIP3的特性普遍降低，即，随着提供给第一级放大晶体管的电流的减少而劣化。
发明内容
本发明的一个目的是提供一种能获得大范围的增益变化并抑制线性度在放大晶体管之间切换时劣化的可变增益放大器。
根据本发明的可变增益放大器包括多个级联放大器，每一级联放大器包括一个放大输入信号的放大晶体管和多个级联连接至该放大晶体管的输出端的级联晶体管。该多个级联放大器通过衰减器连接。该可变增益放大器还包括第一控制器，用于控制每一级联放大器中所包括的多个级联晶体管的导通/截止操作；和第二控制器，用于控制多个放大晶体管的导通/截止操作，在该多个晶体管中，只有一个被包括在该多个级联放大器中的每一个中，从而该多个放大晶体管中仅被选中的一个被导通导通/截止。
因为多个级联放大器通过衰减器连接，因此逐步衰减的信号被输入至后级级联放大器的放大晶体管。另外，每一放大器包括级联连接至放大晶体管的输出端的级联晶体管。因此，通过在多个放大晶体管之间切换并通过第一控制器控制多个级联晶体管的导通/截止操作以改变由放大晶体管放大的信号流入与信号输出端连接的信号发送路径的量，增益能在大范围内细微地变化。
另外，在本发明的可变增益放大器中，第二控制器控制多个放大晶体管的导通/截止操作以使仅所选的一个放大晶体管被导通，从而恒定电流只在所选的一个级联放大器的放大晶体管中流动。因此，当切换级联放大器时电流永远不会同时在多个放大晶体管中流动。另外，不存在用非常小的工作电流工作的晶体管。因此，能抑制线性度降低。
在本发明的可变增益放大器中，只在多个级联放大器之间设置衰减器。每一衰减器用于将输入至后级放大晶体管的信号衰减得比前级晶体管中的信号多。因此，它无需被特别设置在信号输入端和第一级放大晶体管之间或在后级放大晶体管之后。例如，如果衰减器被设置在第一级放大晶体管之前，则增益从一开始衰减，所以噪声特性被劣化与增益的衰减相对应的程度。因此，在本发明中，衰减器被设置在最低限度必要的位置上，即在多个级联放大器之间。
在本发明的可变增益放大器中，每一级联放大器的多个级联晶体管包括被连接至输出负载的信号发送晶体管、和被连接至电压供给端的信号旁路晶体管，且第一控制器控制多个级联晶体管的导通/截止操作以使得要导通的信号发送和旁路晶体管的总W/L一直恒定，其中W是每一级联晶体管的栅极宽度，而L是该级联晶体管的栅极长度。
根据本发明的以上特征，因为要导通的级联晶体管的W/L是恒定的，因此能通过改变要导通的信号发送晶体管的W/L以改变在信号发送路径中流动的电流的分配比来准确地设置增益的变化量。另外，因为通过对级联晶体管的导通/截止控制来改变增益，不存在其中在改变增益时非常小的电流在级联晶体管中流动的过渡状态。这能抑制因功耗降低而引起的线性度降低。
在本发明的可变增益放大器中，每一级联放大器的多个级联晶体管包括作为信号发送晶体管的第一晶体管；和由作为信号旁路晶体管的第二晶体管和作为W/L与第二晶体管相等的信号发送晶体管的第三晶体管构成的差分差分对，且第一控制器执行控制以使第一晶体管始终导通，且构成该差分对的第二和第三晶体管中的一个被导通，而另一个被截止。
根据本发明的以上特征，增益能通过切换构成一个差分对的第二和第三晶体管的导通/截止，以使得在该差分对中流动的信号在作为信号旁路路径的第二晶体管和作为信号发送路径的第三晶体管之间切换来改变。因为第二和第三晶体管尺寸相等，因此构成差分对的两个晶体管可以以紧凑的形式布置。另外，因为第二和第三晶体管特性相同，因此当两个晶体管的导通/截止被切换以改变增益时，始终导通的第一晶体管中流动的电流的量不变。因此，线性度不劣化。
在本发明的可变增益放大器中，每一级联放大器的多个级联晶体管包括多个差分对，且构成多个差分对中的每一对的级联晶体管的W/L是W/L参考值的2的乘方倍。
根据本发明，因为构成多个差分对中的每一对的级联晶体管的尺寸W/L是W/L参考值的2的乘方倍，因此通过控制构成每一差分对的两个晶体管，即第二和第三晶体管的导通/截止，要导通的信号发送晶体管的总W/L，即，在信号发送路径中流动的信号电流的量(即增益)能与多个位，即数字二进制信号相对应地逐步改变。
在本发明的可变增益放大器中，每一级联放大器的多个级联晶体管中的每一个包括W和L相等的多个并联连接的单位晶体管。根据此特征，更均一和紧凑的布局是可能的。另外，多个级联晶体管的阈值的波动得以改善，并且能准确地执行以所期望的分配比进行的信号，即电流分配。
在本发明的可变增益放大器中，第一控制器将确定导通/截止操作的栅极电位共同施加于多个级联放大器中的相应级联晶体管的栅极端。如上所述，在多个级联放大器中，向唯一选择的一个级联放大器的放大晶体管供给恒定电流以使只有该级联放大器执行信号放大。因此，根据本发明，可以将栅极电位共同施加于多个放大器中相应的诸级联晶体管。这使得可以减少元件数目以及第一控制器的功耗。
在本发明的可变增益放大器中，第一控制器将低于电源电位的恒定电位作为导通信号施加于第一晶体管的栅极端，且第一控制器将该恒定电位作为导通信号施加于第二和第三晶体管中的一个，并将接地电位作为截止信号施加于第二和第二晶体管中的另一个。根据此特征，通过将低于电源电位的恒定电位作为导通信号施加于级联晶体管的栅极端，能增加要导通的级联晶体管的漏极和源极之间的电位差，从而能改善线性度。
在本发明的可变增益放大器中，第一控制器包括串联连接在电源和接地之间以产生恒定电位的电阻器、以及将该恒定电位旁路接地的开关。根据此特征，能用简单的电路构造来控制每一级联晶体管的栅极电位。因此，能预期元件数目的减少和功耗的减少。
在本发明的可变增益放大器中，每一衰减器的衰减量被设置成由后级级联放大器获得的最大增益低于由前级级联放大器获得的最小增益。根据此特征，当级联放大器被切换至后级放大器时，增益永不增大。这能实现减少单调性的增益特性。
在本发明的可变增益放大器中，AC旁路电容器被加至每一级联晶体管的栅极端。根据此特征，即使因级联晶体管的栅极和源极之间的寄生电容而产生高频信号，该高频信号也能被允许排至接地。另外，能通过将电阻器加至栅极端来增大RC的时间常数，从而能防止在级联晶体管的导通/截止切换时栅极电位的急剧上升/下降。
在本发明的可变增益放大器中，该可变增益放大器还包括根据来自第二控制器的指令来向制成双极晶体管的每一放大晶体管的基极端提供基极电流的基极电流提供部分，且该基极电流提供部分包括恒流源和将恒流源旁路接地的开关。根据此特征，当开关断开时，恒定基极电流被提供给放大晶体管的基极端。当开关接通时，恒流源被旁路接地，从而没有基极电流被提供给放大晶体管的基极端。因此，允许恒定电流只在所选的放大晶体管中流动。
在本发明的可变增益放大器中，输出负载与第一电压供给端连接，而每一信号旁路晶体管的漏极端与第二电压供给端连接，且第一和第二电压供给端与相互独立的相应电源连接。根据此特征，被允许从信号旁路晶体管排至电源的信号的一部分从不泄漏至信号输出端侧。特别地，在增益被设置成小值的情况下，信号电流能被减小至小的值。
在其中包括如上所述的可变增益放大器的通信装置中，能在大范围内控制增益。另外，因为当控制增益时能抑制可变增益放大器的线性度的劣化，改善了整个通信装置的线性度。
本发明的其它和进一步的目的、特征和优点将从以下结合附图的描述中得以更全面的显现，附图中图1是示出根据本发明的一个实施例的通信装置的构造的框图；图2是根据该实施例的作为可变增益放大器的LNA的电路图；
图3是示出五个放大晶体管和基极电流供给电路的电路图；图4是级联晶体管的示意图；图5是与级联晶体管连接的RC电路的电路图；图6是用于说明第三级级联放大器中的级联晶体管的导通/截止操作的一个例子的图；图7A是在并联连接的晶体管的数目是1的情况下的级联晶体管的示意图；图7B是在并联连接的晶体管的数目是2的情况下的级联晶体管的示意图；图8是由多个并联连接的单位晶体管构成的级联晶体管的示意图；图9是作为示例示出基极电流控制电路的电路图；图10是示出本实施例的LNA的增益变化特性和线性度IIP3的图；图11是示出本实施例的每一LNA和常规LNA的线性度IIP3对于增益的特性的图；图12是示出本实施例的每一LNA和常规LNA的噪声，即被称为噪声电压的输入对于增益的特性的图；图13是示出噪声图NF的电流相关特性的图；以及图14A-14D是根据本实施例的修改的放大晶体管的电路图。
具体实施例方式
将描述本发明的一个实施例。本实施例是其中本发明被应用于设置在诸如固定电视接收机或蜂窝电话等通信装置中的低噪声放大器的一个示例。
图1示出根据本实施例的通信装置100的接收电路的大体构造。本实施例的通信装置100中包括低噪声放大器(LNA)1、各自用作变频器的混频器2、基带滤波器(BBF)3；BB可变增益放大器(BBVGA)4等。从LNA1经过混频器2和BBF3到BBVAG4的电路形成单块芯片上的LSI。
通过天线接收到的例如474-864MHz的RF信号由LNA1放大，然后输入至两个混频器2。从作为本机振荡器的电压控制振荡器(VCO)5通过分频器6将相位差90度的本机(LO)信号输入至混频器2。通过将RF信号乘以相应的LO信号所获得的信号BB_Q和BB_I被BBF 3限制在预定频带，例如，约DC-3.8MHz以转换成中频(IF)信号。然后，该IF信号由相应的BBVGA4放大。经过BBVGA4放大的IF信号由未示出的后级上的解调器解调，并由该解调器取出关于字符、图像、声音等的数据。
接着，将描述应用了本发明的LNA1。图2是示出LNA1的构造的电路图。如图2所示，LNA1中包括5个并联连接在信号输入端IN和信号输出端OUT之间的级联放大器Amp，衰减器AT插在放大器Amp之间。图2只示出第一级级联放大器Amp1和第三级级联放大器Amp3。第二、第四和第五级级联放大器Amp2、Amp4和Amp5在图2中被省略。另外，图2只示出设置在第一和第二级级联放大器Amp1和Amp2之间的衰减器AT1，和设置在第二和第三级级联放大器Amp2和Amp3之间的衰减器AT2。如图3所示的后级上的衰减器AT3和AT4在图2中被省略。
每一级联放大器Amp中包括与信号输入端IN连接的放大晶体管Q，例如，Q1-Q5中的一个；以及与放大晶体管Q的输出端连接的多个级联晶体管T，例如，T1、T10等。LNA1中还包括基极电流供给电路10，用于向相应的5个放大晶体管Q提供基极电流；基极电流控制器11，作为第二控制器，用于控制基极电流供给电路10；以及栅极电位控制器20，作为第一控制器，用于控制多个级联晶体管T的栅极电位。
各个放大晶体管由特性相同的共发射极双极晶体管制成。每一放大晶体管的基极端被连接至信号输入端IN，以使得通过天线接收到的RF信号通过信号输入端IN输入至放大晶体管。电容器C0被设置在信号输入端IN和第一级放大晶体管Q1之间，以去除RF信号的直流分量。每一放大晶体管Q的基极端也被连接至向基极端提供基极电流的相应的基极电流供给电路10。
如图3所示，每一基极电流供给电路10中包括偏置电路30；向偏置电路30提供恒定电流的恒流源31；和将恒流源31接地的开关32。通过根据来自基极电流控制器11的信号切换开关32的接通/断开，每一基极电流供给电路10向相应的放大晶体管Q的基极端提供恒定的电流，或将基极电流设置为0。
即使在其中开关32被设置在偏置电路30和相应放大晶体管Q的基极端之间的基极电流供给电路10的情况下，提供给基极端的电流也能被接通/断开。然而，在此构造中，在开关32的接通/断开操作中产生的不必要的噪声被混在RF信号中，因为开关32存在于RF信号的输入路径中。为此，在本实施例中，开关32被设置在恒流源31和偏置电路30之间的节点处，由此防止在开关32的接通/断开操作中产生的噪声被混在输入信号中。
基极电流控制器11向5个基极电流供给电路10中的一个输出信号，以向该电路的放大晶体管Q的基极端提供恒定的基极电流。因此，5个放大晶体管中仅一个的基极端被提供以恒定的基极电流，以使恒定电流Iss在放大晶体管Q的集电极和发射极之间流动，即晶体管Q保持导通，而其它放大晶体管Q的基极端不被提供以基极电流，所以在任何其它放大晶体管Q的集电极和发射极之间没有电流流动，即，晶体管Q保持截止。简而言之，基极电流控制器11控制5个放大晶体管Q的导通/截止操作，以使得恒定电流Iss只在从放大晶体管Q中选择的一个中流动，即，只有该被选中的晶体管Q导通。图3示出其中第一级放大晶体管Q1的基极端被提供以恒定基极电流，从而恒定电流Iss在放大晶体管Q中流动的状态。
四个衰减器AT1-AT4被设置在五个放大晶体管Q之间的相应节点处。每一衰减器ATn(n＝1-4)中包括与信号输入路径的电容器C0串联连接的电容器C1n；和以旁路形式连接在连接电容器C1n和相应放大晶体管Q的基极端的信号通道和地面之间的电容器C2n。
每一衰减器AT还用于将要输入到后级上的级联放大器Amp的信号进一步衰减得比前级上的级联放大器Amp中的信号更多。因此，它不必被特定设置在信号输入端IN和第一级放大晶体管Q1之间，或最后级，即第五级放大晶体管Q5之后。如果衰减器AT被设置在第一级放大晶体管Q1之前，则增益一开始就被衰减以使得噪声特性被劣化与增益的衰减相对应的程度。为此，在本实施例中，衰减器AT被设置在最低限度必要的位置上，即，在五个级联放大器Amp的相应节点处。
当每一衰减器AT的增益的变化量，即衰减量由Gattn(n＝1-4)(dB)表示时，Gattn在理论上由下列表达式2确定。
Gattn=C1nC1n+C2n]]>然而，由于晶体管的寄生电容等的影响，实际值偏离由表达式2获得的理论值。因此，通过进行模拟，构成每一衰减器AT的电容器C1n和C2n的电容被适当地确定以使得能获得期望的衰减量。
如下面将描述的，在每一级联放大器Amp中，信号电流Iss的分配比能通过与放大晶体管Q的输出端连接的多个级联晶体管的导通/截止操作来改变，以改变增益。因此，每一衰减器AT的增益变化量Gatt，即衰减量，被设置成使由后级的级联放大器Amp获得的最大增益低于由前级的级联放大器Amp获得的最小增益。因此，当级联放大器Amp被切换至后级的放大器时，增益从不增大。这能实现单调减小的增益特性。
在本实施例的LNA 1中，四级衰减器AT的每一增益变化量Gatt(dB)被特别设置成(Gatt1，Gatt2，Gatt3，Gatt4)＝(-4，-4，-12，-12)。即，第二、第三、第四和第五级放大衰减器Q2-Q5被输入分别被衰减4dB、8dB＝4dB+4dB、20dB＝4dB+4dB+12dB和32dB＝4dB+4dB+12dB+12dB的RF信号。
每一级联晶体管T是与相应放大晶体管Q级联连接的MOS场效应晶体管(MOSFET)。如图2所示，多个级联晶体管T的源极端被连接至相应的放大晶体管Q的集电极端。多个级联晶体管T中的一些(例如，第一级级联放大器Amp1的晶体管T1、T10B和T11B)的漏极端被连接至作为与例如2.9V的电源VDD连接的输出负载的电阻器RL。这些级联晶体管T用作将由放大晶体管Q放大的信号发送至信号输出端OUT的信号发送晶体管。另一方面，余下的级联晶体管T(例如第一级级联放大器Amp1的晶体管T10和T11)的漏极端被连接至例如2.9V的VDD1。这些级联晶体管T用作将由放大晶体管Q放大的信号旁路至作为电压供给端的VDD1的信号旁路晶体管。
栅极电位控制器20选择性地将作为导通信号的例如2.4V的恒定电位V0和作为截止信号的0V的接地电位之一施加于多个级联晶体管T中的每一个的栅极端，以控制晶体管的导通/截止操作。
对于5个级联放大器Amp中的任何一个，栅极电位控制器20控制多个级联晶体管T的导通/截止操作，以使得将要导通的，即其中允许电流流过的级联晶体管T的总尺寸(在本实施例中指栅极宽度W与栅极长度L的比W/L)始终是恒定的。在本实施例中，图4中示出具有漏极(D)、栅极(G)和源极(S)的场效应晶体管(FET)的栅极宽度W和栅极长度L。基本上，当将相同的栅极电位施加于W/L相等的FET时，相同量的电流在任何FET的漏极和源极之间流动。即，在这种FET中流动的电流与FET的尺寸W/L成正比。
更具体地，在本实施例中，任何级联晶体管T的栅极长度L具有固定值。在任何级联放大器Amp中，栅极电位控制器20控制多个晶体管T的导通/截止操作，以使得要导通的级联晶体管T的栅极宽度的总和始终是恒定值Wtotal，例如，Wtotal＝50微米。
通过栅极电位控制器20控制多个级联晶体管T中与VDD1连接的信号旁路晶体管和与电阻器RL连接的信号发送晶体管的导通/截止操作，在放大晶体管Q中流动的恒定电流Iss以所期望的分配比(α)分配给通过信号旁路晶体管的路径(即，信号旁路路径)和通过信号发送晶体管的路径(即，信号发送路径)。即，增益能通过允许信号的一部分排至VDD1以改变在与信号输出端OUT连接的信号发送路径中流动的电流量来控制。在每一级联放大器Amp的增益控制中，不存在由于任何放大晶体管Q引起的失真而导致的劣化，因为恒定电流Iss仅被提供给一个放大晶体管Q。另外，因为只要级联晶体管T的总尺寸相等，则电流密度就是恒定的，这抑制了LNA1的线性度的劣化。
如果与多个级联晶体管T的信号发送晶体管的漏极端连接的电阻器RL和信号旁路晶体管的漏极端被连接至作为电压供给端的共同电源VDD，则从信号旁路晶体管排至VDD的信号的一部分可能泄漏至信号输出端OUT。特别地，在增益必须被设置成小值的情况中，在信号发送路径(即，信号发送晶体管)中流动的信号不能被减小至期望的量。为此，在本实施例中，与电阻器RL连接的作为第一电压供给端的VDD和与信号旁路晶体管的漏极端连接的作为第二电压供给端的VDD1被引出芯片并被连接至两个独立的电源。
如图5所示，优选地将作为将栅极电压供给路径旁路接地的AC旁路电容器的电容器C加到每一级联晶体管T的栅极端vb。在此情况中，即使高频信号是由于级联晶体管T的栅极和源极之间的寄生电容而产生的，该高频分量也能被允许排至接地，从而只允许低频分量通过。另外，优选地还将电容器R设置在栅极电压供给路径中。在这样将RC电路设置在栅极端的情况中，RC时间常数增大并且在级联晶体管的导通/截止切换中能防止栅极电位的急剧上升/下降，即阻尼振荡。
多个级联晶体管T的上述信号(电流)分配操作将通过特别着重第三级级联放大器Amp3来进一步描述。如图2所示，第三级级联放大器Amp3中包括7个级联晶体管T，即，并联连接的T3、T30、T30B、T31、T31B、T32和T32B。在晶体管中，作为第一晶体管的晶体管T3是与电阻器RL连接的信号发送晶体管。作为第二晶体管的晶体管T30、T31和T32是与电源VDD1连接的信号旁路晶体管。作为第三晶体管的晶体管T30B、T31B和T32B是如晶体管T3那样的信号发送晶体管。
信号旁路晶体管T30和信号发送晶体管T30B的栅极宽度W和栅极长度L的大小(即，W/L比)相等，这两个晶体管构成一个差分对。类似地，信号旁路晶体管T31和信号发送晶体管T31B的栅极宽度W和栅极长度L的大小(即，W/L比)相等，这两个晶体管构成一个差分对。另外，信号旁路晶体管T32和信号发送晶体管T32B的W/L相等，这两个晶体管构成一个差分对。
栅极电位控制器20始终将恒定的电位V0施加于用作核心的晶体管T3的栅极端，以导通该晶体管。对于构成差分对的晶体管T30和T30B，作为导通信号的恒定电位V0被施加于一个晶体管的栅极端，而作为截止信号的接地电位被施加于另一晶体管的栅极端。这同样适用于各差分对晶体管T31和T31B；以及T32和32B，并且恒定电位V0被施加于每个差分对中的一个晶体管的栅极端，而接地电位被施加于另一晶体管的栅极端。即，构成一个差分对的两个晶体管中的一个被导通并允许电流从中流过，然而此时，另一晶体管保持截止并且不允许电流从中流过。
始终导通的核心晶体管T3是用于确保信号发送路径中的一定量的电流以在各自构成差分对的所有信号旁路晶体管T30、T31和T32被导通，即信号发送晶体管T30B、T31B和T32B全部截止时对第三级级联放大器Amp3设置最小增益。
各自构成差分对的晶体管T30和T30B等的比率W/L是W/L参考值的2的乘方倍。更具体地，构成差分对的任何级联晶体管T的栅极长度L是固定值。晶体管T30和T30B的栅极宽度W是例如5微米的预定单位宽度Wu的1倍，即20倍；晶体管T31和T31B的栅极宽度W是该单位宽度Wu的2倍，即，21倍；而晶体管T32和T32B的栅极宽度W是该单位宽度Wu的4倍，即22倍。如上所述，要导通(即，允许电流从中流过)的级联晶体管T的栅极宽度W的总和在任何级联放大器Amp中为同一值Wtotal，且每一差分对中的一个晶体管始终导通。因此，始终导通的核心晶体管T3的栅极宽度W3具有一个通过从Wtotal中减去三个差分对的栅极宽度(即，Wu、2Wu和4Wu)所获得的值，即，W3＝Wtotal-7Wu。
因为如此设置了各级联晶体管T的栅极宽度W，因此能通过控制各自构成差分对的晶体管的导通/截止操作来逐步改变信号(即，电流)的分配量。在以下描述中，晶体管T1的栅极电位由vb表示；晶体管T32、T31和T30的栅极电位分别由vb2、vb1和vb0表示；并且晶体管T32B、T31B和T30B的栅极电位分别由vb2B、vb1B和vb0B表示。
使用3位数据信号(b2，b1，b0)，作为信号旁路晶体管的晶体管T32、T31和T30的栅极电位vb2、vb1和vb0能被表示为(vb2，vb1，vb0)＝V0×(b2，b1，b0)。即，恒定电位V0被施加于其相应位值是1的晶体管，而接地电位被施加于其相应位值是0的晶体管。
例如，(b2，b1，b0)＝(0，1，1)指示其中如图6中所示晶体管T32截止，即该对中的另一晶体管T32B导通；晶体管T31导通，即该对中的另一晶体管T31B截止；晶体管T30导通，即该对中的另一晶体管T30B截止；信号的一部分通过晶体管T3和T32B发送至VDD；且该信号的剩余部分被允许通过晶体管T31和T32排至VDD1的状态。
当要导通的信号旁路晶体管的栅极宽度W的总和由Walpha表示时，Walpha(b2，b1，b0)＝Wu(b2×22+b1×21+b×020)。即，当位b0变成1时，在栅极宽度Wu的差分对中流动的电流从VDD切换至VDD1。当位b1变成1时，在栅极宽度2Wu的差分对中流动的电流从VDD切换至VDD1。当位b2变成1时，在栅极宽度4Wu的差分对中流动的电流从VDD切换至VDD1。即，根据3位数字信号(b2，b1，b0)，排至VDD1的信号电流能被改变一定量，即对应于单位栅极宽度Wu的电流量。
以上描述了第三级级联放大器Amp3的级联晶体管T。在任何其它级上的级联放大器Amp的级联晶体管T基本上相同。特别地，第四和第五级级联放大器Amp4和Amp5的级联晶体管在构成上与第三级级联放大器3的级联晶体管相同。即，这些级联晶体管包括始终导通的核心晶体管；由各自具有Wu的栅极宽度的两个晶体管构成的差分对；由各自具有2Wu的栅极宽度的两个晶体管构成的差分对；和由各自具有4Wu的栅极宽度的两个晶体管构成的差分对。
另一方面，在第一和第二级级联放大器Amp1和Amp2中，没有设置由各自具有4Wu的栅极宽度的两个晶体管构成的差分对。即，如图2中所示，第一级级联放大器Amp1中只包括始终导通的核心晶体管T1；由各自具有Wu的栅极宽度的两个晶体管T10和T10B构成的差分对；以及由各自具有2Wu的栅极宽度的两个晶体管T11和T11B构成的差分对。因为在五个级联放大器Amp中的任何一个中，导通的级联晶体管T的比率W/L的总和是固定的，所以晶体管T1的栅极宽度W1为W1＝Wtotal-Wu-2Wu＝Wtotal-3Wu。
即，在第一和第二级级联放大器Amp1和Amp2中，通过级联晶体管T的导通/截止切换所获得的增益的变化范围与第三或更后级级联放大器Amp相比要窄。第一和第二级级联放大器Amp1和Amp2中的两个差分对的导通/截止切换能由两位(b1，b0)来表达，即，位b2始终为0。当切换级联放大器Amp时，预期衰减器AT的插入能将线性度提高与增益的劣化相对应的程度。为此，其线性度特性很重要的第一和第二级级联放大器Amp1和Amp2的增益的切换范围比第三或更后级级联放大器的窄。
如上所述，在每一放大器Amp中，由放大晶体管Q放大的信号电流Iss对VDD1的分配比α(＝Wα/Wtotal)是根据3位数字信号(b2，b1，b0)来确定的。根据分配比α，信号电流被分配至与VDD1连接的信号旁路路径和与VDD连接的信号发送路径这两条路径。当α×Iss的电流被允许排至VDD1时增益的减小量Gloss由以下表达式3给出。
Gloss=20log(Wtotal-WαWtotal)]]>如上所述，Wtotal是导通的级联晶体管T的栅极宽度W的总和，且Wtotal的值始终是固定的。另一方面，Wα是导通的信号旁路晶体管的栅极宽度W的总和，并且当用3位数字信号(b2，b1，b0)表达时，Wα(b2，b1，b0)＝Wu(b2×22+b1×21+b×020)。当(b2，b1，b0)＝(0，0，0)时，提供给放大晶体管Q的全部电流在与信号输出端OUT连接的信号发送路径中流动，同时，增益变成最大值，即Gmax。最大增益Gmax由下列表达式4给出。
Gmax＝20log(gm·RL)在表达式4中，gm表示共发射极晶体管的跨导，且gm＝Iss/VT。VT表示热电压，热电压是在晶体管中共有的常数且约为26mV。
根据以上描述，当第m级上的级联放大器Amp被选中并且3位数字信号(b2，b1，b0)被输入至栅极电位控制器20时，LNA1的增益Gm能由下列表达式5所示的简单模型表达式来获得。
Gm(b2,b1,b0)=Gmax+20log(Wtotal-Wα(b2,b1,b0)Wtotal)+Σn=1m-1Gattn]]>在具有栅极长度L和栅极宽度W的晶体管实际上被布局在芯片上的情况中，如图7A所示，只有具有栅极长度L和栅极宽度W的一个晶体管可以被使用，在此情况中，分支(finger)数为1。或者，如图7B所示，通过将各自具有相同栅极长度L和栅极宽度W/2的两个晶体管并联连接来构成图7A的晶体管(其分支数为1)的等效电路，可使用两个晶体管。图7B的情况中的分支数为2。通过并联连接小尺寸的晶体管，如图7B所示，更均一的紧凑布局是可能的。
为此，在本实施例中，使用诸如T30或T30B等具有栅极宽度Wu的晶体管作为单位晶体管Tu，诸如T31或T31B等具有栅极宽度2Wu的每一晶体管实际上由并联连接的两个单位晶体管Tu制成，即，分支数为2；并且诸如T32或T32B等具有栅极宽度4Wu的每一晶体管实际上由并联连接的四个单位晶体管Tu制成，即，分支数为4。另外，诸如T3等始终接通的每一核心晶体管也由多个单位晶体管Tu制成。如图8中所示，每一级联放大器Amp的多个级联晶体管T中的每一个由n个并联连接的单位晶体管Tu制成，即，分支数为n。根据此构造，均一、紧凑的布局是可能的。另外，因为多个级联晶体管T的阈值波动得以改善，因此能更准确地实现以期望的分配比的信号，即电流的分配。
接着，将描述栅极电位控制器20。如图2所示，根据从未示出的A/D转换器输入的3位数字信号(b2，b1，b0)，栅极电位控制器20将确定导通/截止操作的恒定电位V0或接地电位施加于包括在5个级联放大器Amp中的每一个中的多个级联晶体管T中的每一个。
在本实施例中，栅极电位控制器20向5个放大器Amp1-Amp5之中相互对应的级联晶体管T施加相同的栅极电位。更具体地，栅极电位控制器20将相同的栅极电位施加于5个放大器Amp1-Amp5中诸如T1和T3等始终导通的核心晶体管；施加于相同栅极宽度W的差分对的诸如T10和T30等信号旁路晶体管；以及施加于相同栅极宽度W的差分对的诸如T10B和T30B等信号发送晶体管。
如上所述，只有从5个级联放大器Amp中选出的一个的放大晶体管Q被提供以恒定电流以使得只有所选择的级联放大器Amp执行信号放大。因此，即使在共同的栅极电位被施加于5个放大器Amp时，也不会引起错误操作。这使得能减少栅极电位控制器20的元件数目和功耗。
图9示出栅极电位控制器20的特定构造的一个例子。在图9中，两个串联连接在电源VDD和接地之间的电阻器R200a和R200b是用于将例如2.9V的电源电压分压以生成低于电源电位的例如2.4V的恒定电位V0。恒定电位V0始终被施加于诸如图2中的T1和T3等每一核心晶体管的栅极端Vb。类似地，电阻器R210a和R210b；R210Ba和R210Bb；R211a和R211b；R211Ba和R211Bb；R212a和R212b；以及R212Ba和R212Bb是用于将恒定电位V0施加于各自构成差分对的级联晶体管T的相应栅极端Vb0、vb0B、Vb1、Vb1B、vb2和vb2B。
场效应晶体管T210、T210B、T211、T211B、T212和T212B被切换以将相应的栅极端Vb0、vb0B、Vb1、Vb1B、vb2和vb2B设置在恒定电位V0，或将相应的栅极端旁路接地。在本实施例中，晶体管T210的栅极端被直接连接至信号输入端SG0，而晶体管T210B的栅极端通过倒相器InvG0与信号输入端SG0连接。因此，晶体管T210和T210B中的一个在另一个截止的同时导通。类似地，晶体管T211和T211B中的一个在另一个截止的同时导通；且晶体管T212和T212B中的一个在另一个截止的同时导通。
因此，恒定电位V0始终被施加于栅极端vb。晶体管T210和T210B的导通/截止操作根据输入的3位数字信号(b2，b1，b0)的位b0来切换，以使得恒定的电位V0被施加于栅极端vb0和vb0B中的一个，且另一端被旁路接地。同样，晶体管T211和T211B的导通/截止操作根据输入的数字信号的位b1来切换，以使得恒定的电位V0被施加于栅极端vb1和vb1B中的一个，且另一端被旁路接地。另外，晶体管T212和T212B的导通/截止操作根据输入的数字信号的位b2来切换，以使得恒定的电位V0被施加于栅极端vb2和vb2B中的一个，且另一端被旁路接地。
根据这样构造的栅极电位控制器20，能用相对简单的电路构造来控制多个级联晶体管T的栅极电位。因此，能预期元件的数目和功耗的减少。
在多个级联晶体管T中的每一个中，即使将与电源VDD相同的例如2.9V的电位作为导通信号施加于晶体管的基极端，也能操作级联晶体管T。然而，实际上，作为导通信号的恒定电压V0优选地被设置在比电源电位低的值。原因如下。
在场效应晶体管中，从改善线性度并抑制由于制造过程中的波动引起的线性度劣化的观点来看，普遍相信当晶体管导通时漏极和源极之间的电压最好增大。如将从图2中理解的，每一级联晶体管T的漏极电位等于输出电位Vout。当栅极电位为等于恒定电位V0的Vb，且栅极和源极之间的电位为Vgs时，源极电位Vs＝Vb-Vgs＝V0-Vgs。栅极-源极电位Vgs由漏极电流确定。此时，漏极-源极电压Vds＝Vout-Vs＝Vout-V0+Vgs。因此，为了增大漏极-源极电压Vds，要施加于级联晶体管T的栅极端的恒定电位V0最好有所降低。为此，在本实施例中，恒定电位V0低于电源电位VDD，例如前者为2.4V而后者为2.9V。
如上所述的本实施例的LNA1的特性特征是通过保持要供给所选择的一个放大晶体管Q的电流恒定并将其它放大晶体管Q的电流设置为0，从而实现大范围的增益变化并在增益变化时防止由于功耗变化而引起的线性度的劣化。以这一点为中心，通过模拟来检查本实施例的LNA1的性能。
图10示出本实施例的LNA1的增益变化值和线性度IIP3。在本实施例中，栅极电位控制器20对每一级联放大器的级联晶体管T的导通/截止切换能由第一和第二级级联放大器Amp的两位(b1，b0)和第三、第四和第五级级联放大器Amp的三位(b2，b1，b0)来表达。因此，全部LNA1的增益变化值能由16位，即32个值来表达。在图10中，16位控制的值被用作横坐标，而增益变化值和作为线性度指标的IIP3的值被用作纵坐标。
图11示出作为模拟的结果获得的本实施例的LNA1的IPP3对增益的特性曲线。为了比较，图11还示出根据作为相关技术描述的JP-A-2005-136846的其中放大级数(即放大晶体管Q的数目)是5的可变增益放大器的模拟结果。在图11中，对比例被示为LNA0。
如图10所示，根据本实施例的LNA1，获得分贝基本上呈线性且具有44dB的大增益变化范围的增益特性曲线。另外，因为始终将恒定电流Iss提供给每一级联放大器Amp的放大晶体管Q，因此级联放大器Amp的线性度基本上恒定，并且发现即使在对多个级联晶体管T执行导通/截止操作时该线性度也很少改变。原则上，当放大晶体管Q被切换至后一级上的晶体管时，线性度被改善与衰减器AT造成的增益减少相对应的程度。因此，LNA1的线性度在级联放大器Amp被切换时大范围地变化，结果，获得如图10所示的阶段状特性。
如图10所示，在本实施例的LNA1中，IIP3的特性在放大晶体管Q被切换时不急剧下降，因此，线性度不劣化。另外，如可从图11中清楚的，增益减少的线性度与其中通过改变要提供给放大晶体管Q的电流量来控制增益的LNA0相比被大大改善了。
如上所述，在第一和第二级级联放大器Amp1和Amp2中，级联晶体管T的差分对的数目比第三和更后级级联放大器Amp3-Amp5小，从而缩小了它们的增益变化范围。这是在许多情况下，增益一般被设置在从最大增益衰减约10dB的范围中，尽管它是取决于接收环境的，并且在该增益范围中，线性度被进一步提高。即，当放大晶体管Q被切换时，线性度被提高与衰减器AT所造成的增益减小相对应的程度。此时，当第一和第二级级联放大器Amp1和Amp2中的增益变化范围较窄时，切换至更后级的级联放大器Amp的频率增大，且这使得易于在切换级联放大器Amp时获得线性度提高的效果。
另外，还对本实施例的LNA1的噪声特性进行检查。用输入和输出信号对噪声的比，即信噪(SN)比，该噪声能由下列表达式6的因子F来表达。另外，以分贝表达因子F的噪声指数NF由下列表达式7获得。
F=(Si/Ni)(S0/N0)=N0(S0/Si)·Ni=N0G·Ni]]>[表达式7]NF(dB)=10log(N0Ni)-10logG]]>图12示出作为模拟的结果获得的本实施例的LNA1的噪声(输入的参考噪声电压)对增益的特性曲线。为了比较，图12还示出根据作为相关技术描述的JP-A-2005-136846的其中放大级数(即放大晶体管Q的数目)是5的可变增益放大器的模拟结果。在图12中，对比例被示为LNA0。
在本实施例的LNA1中，当放大晶体管Q被切换至更后级上的晶体管时，根据表达式7，NF被劣化与衰减器AT造成的增益减少量相对应的程度。例如，当第二级放大晶体管Q2导通时，根据表达式7，NF被劣化4dB，因为输入信号被相应的衰减器AT衰减4dB。这能在图12中从在切换级联放大器Amp时增益减小且输入的参考噪声电压增大这一事实来确认。
在本实施例的LNA1中，如图12所示，噪声特性在每一级联放大器Amp中的级联晶体管T的导通/截止被切换以改变增益时基本上保持恒定。因此，该噪声特性与其噪声特性线性变化的常规构造LNA0相比被改善。其原因如下。
一般的共发射极双极晶体管的输入参考噪声电压由下列表达式8给出。
NF(lin)=1+1Rs·(rb+12·gm)+gm·Rs2·β0+gm·Rs2·βh2]]>在表达式8中，Rs输入电阻；rb基极电阻；gm共发射极晶体管的跨导，等于Iss/VT；β0低频小信号电流放大因子；以及βh高频电流放大因子。在表达式8中，右侧的第二项的(rb+1/(2×gm))起支配作用。当以分贝表达时，NF(dB)＝10log(NF(lin))。
图13示出当基极电阻rb变成10、20、40和80欧姆时，NF(dB)的电流依赖特性。当基极电阻rb减小时，即，晶体管尺寸变大，NF(dB)改善。另外，当在晶体管中流动的电流Iss增大且1/(2×gm)的值减小时，NF(dB)相应地得以改善并收敛成一特定值。优选地使某一程度的电流在双极晶体管中流动以减小电流对噪声特性的影响，从而使rb大于1/(2×gm)。在本实施例中，Iss＝5mA。
在其增益通过改变要提供给每一放大晶体管Q的电流量来控制的常规电流构造LAN0中，一个主要因素是在下一级晶体管的增益通过衰减器AT劣化时伴随的噪声减少。然而，还应避免其中当要操作的放大晶体管Q中的电流减小时表达式8中的(rb+1/(2×gm))增大从而使噪声特性劣化的现象。相反，在本实施例的LNA1中，噪声特性的劣化能被抑制，因为当控制增益时提供给放大晶体管Q的电流Iss保持恒定。因此，提高当增益减小时的接收灵敏度的期望点与常规的电路构造相比增加。
如上所述，在本实施例的LNA1中，五个级联放大器Amp通过衰减器AT连接，从而衰减得更多的RF信号被输入至更后级级联放大器Amp。另外，栅极电位控制器20控制所选择的一个级联放大器Amp的多个级联晶体管T的导通/截止操作，以改变在放大晶体管Q中流动的电流Iss对电源VDD1的分配比α。因此，能在大范围内细微地改变增益。
另外，根据基极电流控制器11的指令，基极电流供给电路10只将恒定的基极电流提供给所选择的一个级联放大器Amp的放大晶体管Q。因此，电流Iss只在所选择的放大晶体管Q中流动，并且当切换级联放大器Amp时，电流永不同时在多个放大晶体管Q中流动。另外，在与放大晶体管Q的输出端连接的多个级联晶体管T中，要导通的晶体管的W/L的总和始终保持恒定。由此，在所选择的放大晶体管Q中流动的电流Iss保持恒定。另外，在每一级联放大器Amp中，因为通过级联晶体管T的导通/截止控制来改变增益，所以不存在其中当改变增益时非常小的电流在级联晶体管T中流动的过渡状态。这使得LNA1的每一级联晶体管T中的电流密度恒定，从而能抑制线性度的劣化。另外，与常规的电路构造相比，改变增益时噪声特性的劣化也得以抑制。
每一级联放大器Amp包括包含多个差分对的级联晶体管T。构成每一差分对的两个晶体管，例如，第三级级联放大器Amp3的T30和T30B；T31和T31B；或T32和T32B的W/L尺寸相等。这使得能实现构成每一差分对的两个晶体管的紧凑布局。另外，因为两个晶体管的特性相等，因此当切换两个晶体管的导通/截止状态时，在始终导通的核心晶体管(例如T3)中流动的电流量从不改变。这能进一步抑制改变增益时线性度的劣化。
其中包括本实施例的LNA1的通信装置100能在大范围内控制接收到的RF信号的增益。另外，因为作为级联连接的多个电路中的第一电路(如图1所示)的LNA1的线性度的劣化被抑制，整个通信装置100的线性度也大大改善。
本发明不限于上述实施例。可以在本发明的范围内进行合适的修改。下面将描述实施例的各种修改。在修改中，与实施例中相同的部件分别由与实施例中相同的标号表示，以便于省略描述。
(1)基极电位控制器不限于如图7所示其中电源电压通过串联连接在电源和接地之间的电阻器来分压(即，电阻分割)的控制器。只要是能将恒定电位V0和接地电位之一施加于基极端的任何其它构造都能采用。
例如，对构成图2的每一级联放大器Amp的放大晶体管Q和多个级联晶体管T，可以准备尺寸被减小至百分之十几至百分之几的复制元件，且基极电位控制器可以由复制元件制成。在此情况中，电路的电流消耗能随着复制元件的尺寸的减小而减小。然而，因为由于设计限制，尺寸的减小存在限制，所以与上述电阻分割的电路相比，基极电位控制器的电流消耗有增加的倾向。
(2)放大晶体管Q的数目，即级联放大器Amp的数目和每一级联放大器Amp的级联晶体管T的差分对的数目是根据诸如增益变化范围等LNA所需要的条件合适地改变的。另外，可以不总是提供这种由两个尺寸相等的级联晶体管构成的差分对。如果能改变在信号发送晶体管的路径(即，信号发送路径)和信号旁路晶体管的路径(即，信号旁路路径)中流动的电流的分配比而不改变在放大晶体管Q中流动的电流，则能采用另一种电路构造。
(3)每一放大晶体管不限于在实施例中所述的共发射极双极晶体管。例如，如图14A或14B所示，每一放大晶体管可以被制成其中其基极端vb固定于恒定电位且RF信号输入其发射极的共基极双极晶体管。另外，如图14C或14D所示，每一放大晶体管可以被制成其中其栅极端vg固定于恒定电位且RF信号输入其源极的共栅极FET。在图14A或14C中，放大晶体管的发射极或源极被连接至诸如电阻器R或电感器L等阻抗元件Z。在图14B或14D中，放大晶体管的发射极或源极被连接到恒定电流源。并且在这些构造中，要提供给放大晶体管的电流Iss保持恒定，并能抑制由于功耗减小而引起的线性度的劣化。
(4)本发明的应用不限于这种LAN。本发明当然能应用于在通信装置中设置的另一种放大器。
虽然结合上述特定实施例描述了本发明，但显然许多变更、修改和变化对本领域的那些技术人员是显而易见的。因此，如上所述的本发明的较佳实施例旨在说明而非限定。可以进行各种变化而不背离所附权利要求书中所限定的本发明的精神和范围。
权利要求
1.一种可变增益放大器，包括多个级联放大器，每一所述级联放大器包括一个放大输入信号的放大晶体管和多个级联连接至所述放大晶体管的输出端的级联晶体管，所述多个级联放大器通过衰减器连接；第一控制器，用于控制每一级联放大器中所包括的多个级联晶体管的导通/截止操作；以及第二控制器，用于控制多个放大晶体管的导通/截止操作，所述多个放大晶体管中只有一个被包括在所述多个级联放大器中的每一个中，从而使所述多个放大晶体管中仅选择的那一个导通。
2.如权利要求1所述的可变增益放大器，其特征在于，仅在所述多个级联放大器之间设置所述衰减器。
3.如权利要求1所述的可变增益放大器，其特征在于，所述每一级联放大器的多个级联晶体管包括被连接至输出负载的信号发送晶体管、以及被连接至电压供给端的信号旁路晶体管，并且所述第一控制器控制所述多个级联晶体管的导通/截止操作，以使要导通的信号发送和旁路晶体管的W/L的总和始终恒定，其中W是每一级联晶体管的栅极宽度，而L是所述级联晶体管的栅极长度。
4.如权利要求3所述的可变增益放大器，其特征在于，所述每一级联放大器的多个级联晶体管包括作为信号发送晶体管的第一晶体管；以及由作为信号旁路晶体管的第二晶体管和作为W/L与所述第二晶体管相等的信号发送晶体管的第三晶体管构成的差分对；并且所述第一控制器执行控制以使所述第一晶体管始终导通，且构成所述差分对的第二和第三晶体管中的一个导通，而另一个截止。
5.如权利要求4所述的可变增益放大器，其特征在于，所述每一级联放大器的多个级联晶体管包括多个差分对，并且构成所述多个差分对中的每一对的级联晶体管的W/L是W/L的参考值的2的乘方倍。
6.如权利要5所述的可变增益放大器，其特征在于，所述每一级联放大器的多个级联晶体管中的每一个包括W和L相等的多个并联连接的单位晶体管。
7.如权利要求3所述的可变增益放大器，其特征在于，所述第一控制器将确定导通/截止操作的栅极电位共同施加于所述多个级联放大器中相应的级联晶体管的栅极端。
8.如权利要求4所述的可变增益放大器，其特征在于，所述第一控制器将低于电源电位的恒定电位作为导通信号施加于所述第一晶体管的栅极端，并且所述第一控制器将所述恒定电位作为导通信号施加于所述第二和第三晶体管中的一个，并将接地电位作为截止信号施加于所述第二和第三晶体管中的另一个。
9.如权利要求8所述的可变增益放大器，其特征在于，所述第一控制器包括串联连接在电源和接地之间以产生所述恒定电位的电阻器、以及将所述恒定电位旁路接地的开关。
10.如权利要求2所述的可变增益放大器，其特征在于，每一所述衰减器的衰减量被设置成使由后级级联放大器获得的最大增益低于由前级级联放大器获得的最小增益。
11.如权利要求1所述的可变增益放大器，其特征在于，一AC旁路电容器被添加到每一级联晶体管的栅极端。
12.如权利要求1所述的可变增益放大器，其特征在于，所述可变增益放大器还包括根据来自所述第二控制器的指令来向制成双极晶体管的每一放大晶体管的基极端提供基极电流的基极电流供给部分，并且所述基极电流供给部分包括恒流源和将所述恒流源旁路接地的开关。
13.如权利要求3所述的可变增益放大器，其特征在于，所述输出负载与第一电压供给端连接，且每一信号旁路晶体管的漏极端与第二电压供给端连接，并且所述第一和第二电压供给端与相互独立的相应电源连接。
14.一种包括可变增益放大器的通信装置，包括多个级联放大器，每一所述级联放大器包括一个放大输入信号的放大晶体管和多个级联连接至所述放大晶体管的输出端的级联晶体管，所述多个级联放大器通过衰减器连接；第一控制器，用于控制每一级联放大器中所包括的多个级联晶体管的导通/截止操作；以及第二控制器，用于控制多个放大晶体管的导通/截止操作，所述多个放大晶体管中只有一个被包括在所述多个级联放大器中的每一个中，从而使所述多个放大晶体管中仅选择的那一个导通。
全文摘要
提供一种能获得大范围的增益变化并在放大晶体管之间切换时抑制线性度的劣化的可变增益放大器。该可变增益放大器包括多个级联放大器，每一级联放大器包括一个放大输入信号的放大晶体管和多个级联连接至该放大晶体管的输出端的级联晶体管。多个级联放大器通过衰减器连接。该可变增益放大器还包括第一控制器，用于控制每一级联放大器中所包括的多个级联晶体管的导通/截止操作；以及第二控制器，用于控制多个放大晶体管的导通/截止操作，该多个放大晶体管中只有一个被包括在该多个级联放大器中的每一个中，从而使多个放大晶体管中仅选择的那一个导通。
文档编号H03F3/72GK101043203SQ20061016674
公开日2007年9月26日 申请日期2006年12月7日 优先权日2006年3月24日
发明者幸谷真人, 饭塚邦彦, 川村博史 申请人:夏普株式会社