专利名称：滤波器电路的制作方法
技术领域：
本发明涉及滤波器电路。具体而言，本发明涉及包括电压跟随器的有 源滤波器，该滤波器以降低的功率损耗提供在期望获得的电平的线性。本 发明的实施例特别适用于对非常低电平的基带频率信号进行滤波，然后在 通信系统或者设备对其进行进一步处理。
背景技术：
日渐增长的对具有改进服务的无线通信便携式终端的需求促使更好的 模块解决方案的开发。例如，降低每个模块的功率损耗成为基础要求，因 为这样可以为新服务提供能量。这里讨论接收机的基带时间连续滤波器。公知的滤波器实现形式基于有源RC和有源Gm—RC结构，其保证高 线性，但是功率损耗比Gm—C结构高，但是Gm—C结构的线性较差。 基于以上原因，存在对保证高线性同时降低功耗的新滤波器结构的需求。发明内容本发明解决降低射频无线接收机中使用的基带滤波器的功耗同时提供 必需的线性的需要。具体而言，和此前相比，可以用较低功耗获得相对高 的线性。本发明的实施例使用优化的单支路全差分结构实现该目的，该结 构作为具有理想单位直流增益的"复合"源极跟随器(利用CMOS器件时)。 源极跟随器内的正反馈使得可以综合两个复极。根据上述，根据本发明的第一方面提供一种滤波器电路，包括a)差 分输入级；b)电压跟随器级，用于接收所述差分输入级的至少一个输入； 以及c) 一个或多个电抗性元件。优选地，所述滤波器电路包括提供正反馈 的装置，从而提供复极综合。更优选地，提供正反馈的装置被设置在电压 跟随器级。该结构呈现源极跟随器的主要益处作为任何反馈结构，其线性随大 的闭环增益改进。这意味着gm越大，线性越好。这个简单的结果和有源RC滤波器及Gm—C滤波器不同，后者的线性对输入器件的大Vov得到改 进。打破Vov和线性之间的相关对滤波器性能立即产生很大的影响。使Vov 最小对应于降低电流电平(从而降低功耗)，以获得给定的gm值。这体现 在同一线性的功耗显著降低。此外，利用电压跟随器级提供了低输出阻抗，这使得滤波器可以驱动 中等电阻负载或者开关电容，而不用实质性修改滤波器线性和转移函数。此外，差分输入级和电压跟随器的结构意味着滤波器级中不需要共模 反馈(CMFB)电路，从而节约器件、PCB空间和成本。此外，虽然上述结构降低功耗，但是这不是以牺牲电路性能为代价的。 具体而言，上述结构使得和此前的结构相比，可以用降低的电流获得相同 或者更大的器件互导(gm)。用较低电流获得相对大的gm提供改进的噪声 性能，并且使得可以将较大的电容用于特定的滤波器极点频率，从而使得 滤波器电路更能抗寄生电容。根据本发明的第二方面，提供一个系统，包括双二次滤波器单元， 每个所述双二次滤波器单元具有包括四个晶体管和两个电容的差分电流支 路；以及向所述晶体管中的两个提供正反馈的装置，从而获得对复极综合 必须的谐振。此外，本发明还提供一个系统，包括作为射频前端一部分的全低功 率双二次滤波器的紧凑结构；以及全双二次滤波器单元，其仅具有一个包 括四个晶体管和两个电容的差分电路支路；以及通过四个晶体管中的两个 的正反馈获得复极综合所必须的谐振的方法。其他特征和方面将通过所附权利要求书而显而易见。
本发明的其他特征和有益方面将通过以下参考附图对仅供举例之用的 实施例的描述而变得显而易见，附图中相同的参考标号指相同部件，其中 图1是根据本发明第一实施例的低功率双二次滤波器的电路图； 图2是根据本发明第二实施例的低功率双二次滤波器的电路图；以及图3是根据本发明第三实施例的低功率双二次滤波器的电路图。
具体实施方式
根据本发明的实施例，低功率双二次滤波器包括优化的单支路全差分 结构，作为复合功率跟随器工作(具有理想的单位直流增益)。图1示出构成本发明第一实施例的第一滤波器电路100。 滤波器电路100包括第一电源线(下文称之为供电线)112以及第二电 源线(下文称之为地线)114，第一电源线112包括供电电压，第二电源线 114极性与第一电源线相反，作为负或零伏特线。在供电线112和地线114 之间形成第一电流路径，该路径包括第一 MOSFET 102 (Ml)和第二 MOSFET 108 (M4)。 FET 102的漏极连接到供电线112，该FET的源极连 接到第二 MOSFET 108 (M4)的漏极。第二 MOSFET 108 (M4)的源极通 过提供电流Io的电流源118连接到地线114。第一 MOSFET 102 (Ml)的 栅极端提供输入端126，作为差分输入级的正输入端。在供电线112和地线114之间还形成第二龟流路径，包括第三MOSFET 104 (M2)，其漏极连接到供电线112。还提供第四MOSFET 106 (M3)， 其漏极连接到第三MOSFET 104 (M2)的源极。第四MOSFET 106 (M3) 的源极通过第二电流源120连接到地线114，第二电流源120提供电流10。 第三MOSFET 104 (M2)的栅极提供第二输入端128，作为前述差分输入 级的负输入端。上述两个电流路径如下连接。第一 MOSFET 102 (Ml)的源极端连接 到第四MOSFET 106 (M3)的栅极端。类似地，第三MOSFET 104 (M2) 的源极端连接到第二 MOSFET 108 (M4)的栅极端。此外，在第一和第三 MOSFET 102 (Ml)和104 (M2)的相应源极端之间提供容性耦合，其形 式为电容110，电容值为CV2。由于第一和第三MOSFET的相应源极之间 的连接，以及第二和第四MOSFET的相应栅极之间的连接，容性耦合还将 第二和第四MOSFET的相应栅极容性耦合。滤波器电路在正输出端122提供差分输出，输出端122连接到第二 MOSFET 108 (M4)的源极。负输出端124连接到第四MOSFET 106 (M3) 的源极端。用另一个容性耦合连接相应输出端(从而连接第二和第四器件的相应源极)，容性耦合的形式为电容116，值为C2/2。选择d/2和C2/2 的值使得可得到根据以下公式2计算的滤波器的期望转折(break)频率。 因而，该电路包括由器件102 (Ml)和104 (M2)形成的差分输入级， 器件102 (Ml)和104 (M2)分别提供差分输入，而且在它们的源极提供 差分输出。然而，在差分输入级之后，器件108和106作为电压跟随器级， 该例中，由于是MOSFET，所以为源极跟随器级。如所公知的，电压跟随 器提供电流增益和一些功率增益，但是其电压增益为理想的单位增益，并 具有低输出阻抗。此外，电压跟随器通常具有高输入阻抗，从而可使其作 为有价值的缓冲级或者阻抗匹配级。然而，就本发明而言，即，用基本相 同的性能提供功耗相对较小的有源滤波器，下面进一步讨论使用电压跟随 器的其他益处。具体而言，如图1所示，源极跟随器(M4和M3)内部的正反馈(由 于存在MOS输出阻抗，所以总是稳定的)使得可以综合两个复极。如果晶 体管的输出电导比互导大得多，而且gmbgm4二gm2—gm3，那么，滤波器 的转移函数为<formula>formula see original document page 8</formula>因而，滤波参数为(con为极点频率，Q为品质因数，<formula>formula see original document page 8</formula>该结构表现出源极跟随器的主要益处作为任何反馈结构，其线性随 大的闭环增益改进(由gm.Rout给出，其中Rout是Io电流源输出阻抗，gm 是输入器件互导)。这意味着gm越大(低Vov实现的)，线性越好。这个 简单的结论和有源RC滤波器及Gm—C滤波器不同，后者的线性对输入器 件的大Vov得到改进。打破Vov和线性之间的相关对滤波器性能立即产生 很大的影响。使Vov最小对应于降低电流电平(及功耗)，以获得给定的gm值。这体现在同一线性的功耗显著降低。此外，gm的1/Vov关系放大 了该效果。用较低电流获得大gm提供良好的噪声性能，允许对给定极点 频率使用较大电容，从而对结构性能的寄生电容而言获得更大的稳定性。 由于目标是在低Vov时获得大的gm，所以该结构可以如图2所示用BJT 器件的大线性实现，下面对此进行详细讨论。图3示出用MOS折叠技术实 现的版本。然而，该结构中，由M3和M4 (也可以工作与线性区域，从而 使得电压摆动为VTH+Vov)的工作以及电流源I。的高阻抗固定线性。如上所述，第一实施例的电路也可以用双极结晶体管实现，这如图2 所示。这里，根据本发明的第二实施例，提供滤波器电路200，其具有供电 线212和地线214。供电线212和地线214之间的第一电路路径包括第一 BJT器件202 (Ql)，其集电极连接到供电线，其基极提供输入端226，该 输入端为差分输入级的正输入。BJT 202 (Ql)的发射极连接到第二 BJT 器件20S (Q4)的集电极，第二BJT器件208 (Q4)的发射极通过提供电 流I。的电流源218连接到地线214。如第一实施例，还形成第二电流路径， 包括第三BJT器件204 (Q2)，其集电极连接到供电线212，其发射极连接 到第四BJT器件206 (Q3)的集电极。器件Q3的发射极通过提供电流10 的第二电流源220连接到地线214。第三晶体管204 (Q2)的基极提供第二 输入端228，作为差分输入级的负输入。如第一实施例，第一器件202 (Ql)的发射极端连接到第四器件206 (Q3)的基极端，第三器件204 (Q2)的发射极连接到第二器件208 (Q4) 的基极。此外，提供值为C,/2的电容210形式的容性耦合，以连接第一和 第三器件202和204 (Ql和Q2)的相应发射极端。此外，提供值为C2/2 的第二电容216形式的容性耦合，以连接第二和第四器件208和206的相 应发射极端。如上参考第一实施例所述，选择电容器的值使得可得到滤波 器的期望转折频率。形成正差分输出的第一输出端222连接到第二器件208的发射极端， 提供负差分输出的第二输出端224连接到第四器件206的发射极端。因而， 如第一实施例，在第二实施例的滤波器电路200中，第一和第三器件202 和204提供差分输入级，差分输入级之后跟随着发射极跟随器208和206 形式的电压跟随器。然后，从各个发射极跟随器的输出端得到电路的输出。第二实施例的滤波器电路200实质上和前述的第一实施例的滤波器电路100具有相同的特性。因而，无论用什么半导体技术，即MOSFET或者 BJT，都可以获得本发明的益处，即可以提供较低功率的有源滤波器。图3示出本发明的第三实施例，这里为用折叠MOS (foldedMOS)结 构实现的滤波器电路300。这里，滤波器电路300包括供电线312和地线 314。差分输入级包括第一 MOSFET器件302 (Ml)和第二 MOSFET器件 304 (M2)，它们的漏极分别连接到供电线312。相应的栅极提供输入端326 和328，器件302栅极的输入端326提供正差分输入，器件304栅极的输入 端328提供负差分输入。用额外的MOSFET提供源极跟随器形式的电压跟随器电路，具体而言 用第三MOSFET 306 (M3)和第四MOSFET 308 (M4)。器件306和308 的相应源极端通过相应的电流源332和330连接到供电线312，电流源332 和330分别提供电流I()。此外，器件306和308的相应漏极端通过相应的 电流源320和318连接到地线314，电流源320和318都提供电流21()。为 了设定滤波器转折点，提供容性耦合形式的电抗元件，这里，第一电容316 连接在第一和第二 MOSFET 302和304的相应源极端之间(从而也连接在 第三和第四MOSFET的相应栅极端之间)，电容310形式的第二容性耦合 连接在第三和第四器件306和308的相应源极端之间。第一电容316的值 为CV2，第二电容310的值为C2/2。本实施例和之前的实施例一样，根据 滤波器的期望转折频率选择CV2和C2/2的值。因而，如之前的实施例，根据第三实施例的滤波器电路300包括第一 和第二器件302和304形式的差分输入级，还有包括第三和第四器件306 和308的电压跟随器输出级。由于MOS技术，电压跟随器输出级称为源极 跟随器更确切。因而，第三实施例中，获得之前针对第一和第二实施例描述的类似益 处。然而，如之前所述，在第三实施例中，电路的线性由第三和第四器件 306和308 (M3和M4)的工作以及电流源IQ的高阻抗固定，第三和第四 器件306和308可以工作在线性范围内，从而电压摆动为Vth+V。v。上述实施例都涉及低通滤波器，如前所述，其转折点由Q和C2的值 决定。然而，本发明不限于提供低通滤波器，在其他实施例中可以提供其他类型的滤波器，如高通滤波器或者带通滤波器，这取决于选择代替电容110、 210或者310以及116、 216或者316的电抗性元件的适当值。例如，用电感代替电容会得到高通滤波器，这是公知的。通过选择适当的电抗性元件可以获得其他频率响应。上述实施例对于降低功耗还有如下的额外益处 一没有出现电路寄生极点，避免了在高频推动非支配奇点的功耗。 _没有CMFB电路输出CM电压固定在比输入CM电压低两倍的VGS1+VGS3。一低输出阻抗作为源极跟随器，滤波器可以驱动中等电阻负载或者 开关电容，而不用实质性修改滤波器线性和转移函数。其他修改和增加对本领域技术人员是显而易见的，这些修改和增加应 包括在所附权利要求中。
权利要求
1、一种滤波器电路，包括a)差分输入级；b)电压跟随器级，用于接收来自所述差分输入级的至少一个输入；以及c)一个或多个电抗性元件，选择所述电抗性元件以确定所述滤波器的频率特性。
2、 根据权利要求1所述的滤波器电路，包括提供正反馈从而提供复极综合的装置。
3、 根据权利要求2所述的滤波器电路，其中提供正反馈的所述装置被 设置在所述电压跟随器级。
4、 根据前述任意一项权利要求所述的滤波器电路，其中所述差分输入 级具有差分输出，其中至少一个第一电抗性元件被设置在所述差分输出端 之间。
5、 根据前述任意一项权利要求所述的滤波器电路，其中所述电压跟随 器级提供差分输出，其中至少一个第二电抗性元件被设置在所述差分输出 端之间。
6、 根据前述任意一项权利要求所述的滤波器电路，其中所述第一和/ 或第二电抗性元件为电容。
7、 根据前述任意一项权利要求所述的滤波器电路，其中所述差分滤波 器级包括第一晶体管(Ml)和第二晶体管(M2)，每个晶体管的相应控制 端用于接收相应的差分输入，每个晶体管的相应第一端连接到电压源，每 个晶体管的相应第二端连接到所述电压跟随器级的相应输入。
8、 根据权利要求7所述的滤波器电路，其中所述第一和第二晶体管都是下面的一种i) FET;或者ii) BJT。
9、 根据前述任意一项权利要求所述的滤波器电路，其中所述电压跟随 器级包括第三晶体管(M3)和第四晶体管(M4)，每个晶体管的相应控制 端连接到所述差分输入级的相应差分输出端。
10、 根据权利要求9所述的滤波器电路，所述第三和第四晶体管的相 应第一端连接到所述差分输入级的相应差分输出端，每个相应第一端连接 到和同一晶体管的所述相应控制端相反的差分输出端。
11、 根据权利要求10所述的滤波器电路，其中所述第三和第四晶体管 都是下面的一种i) FET;或者ii) BJT。
12、 根据权利要求9所述的滤波器电路，每个晶体管的相应第一端连 接到相应第一电流源，相应第二端连接到相应第二电流源。
13、 根据前述任意一项权利要求所述的滤波器电路，其中所述滤波器 是双二次滤波器。
14、 一个系统，包括双二次滤波器单元，所述双二次滤波器单元具有包括四个晶体管和两 个电容的差分电流支路；以及向所述四个晶体管中的两个提供正反馈的装置，从而获得复极综合所 必需的谐振。
15、 根据权利要求14所述的系统，还包括用于是射频前端一部分的双 二次滤波器的紧凑结构。
16、 一种射频前端，包括有源滤波器，所述有源滤波器具有差分输入 级和电压跟随器输出级，所述电压跟随器输出级具有正反馈从而提供复极 综合。
17、 有源滤波器，具有差分输入级和电压跟随器输出级，所述电压跟 随器输出级具有正反馈从而提供复极综合。
全文摘要
本发明解决降低射频无线接收机中使用的基带滤波器的功耗同时提供必需的线性的需要。具体而言，和此前相比，可以用较低功耗获得相对高的线性。本发明的实施例使用优化的单支路全差分结构实现该目的，该结构作为具有理想单位直流增益的“复合”源极跟随器(利用CMOS器件时)。源极跟随器内的正反馈使得可以综合两个复极。
文档编号H03H11/04GK101268612SQ200680034685
公开日2008年9月17日 申请日期2006年9月25日 优先权日2005年9月23日
发明者A·巴斯基罗托, M·康塔, S·达米科 申请人:格罗纳乌有限公司