专利名称：一种参考电压模块及其温度补偿方法
技术领域：
本发明涉及一种A/D(模数转换器)和D/A(数模转换器)中的参考电压模块及其温度补偿方法。
背景技术：
参考电压模块是高性能的A/D和D/A转换器的关键模块。传统的参考电压是通过PTAT(二极管正向导通压降和与绝对温度成正比)的电压相加产生接近绝对温度零时带隙的电压，即一阶补偿。其温度特性较差，一般在几十ppm/℃以上，难以满足高性能电路系统的需要。双极工艺中发展为高阶温度补偿，二阶曲率校正补偿就是其主要的一种，使温度特性提高。但在标准CMOS(互补金属氧化物半导体)工艺中实现参考电压，因寄生三极管的放大倍数β小，基极电阻rb大，工艺离散性很大，运算放大器的失调大，双极工艺的高阶曲率校正技术很难实现。为了克服CMOS工艺的限制，文献H.J.Oguey and B.Gerber.MOS voltage reference based on polysilicon gate workfunction difference.[J].IEEE J.Solid State Circuit，1980，SC-15(6)264-268.提出了用同型不同阈值的MOS(金属氧化物半导体)；文献Ka Nang Leung，Philip K.T.Mok and Chi Yat Leung.A 2-V 23-μA 5.3-ppm/℃ 4th-order curvature-compendated CMOS bandgap refence.[C].IEEE CICC，2000，23(6)457-460.提出了增加负温度特性的高电阻率的多晶硅层来实现高阶曲率校正等，但都需要增加额外的掩模(如多晶硅层的掩模等)，从而增加工艺成本。文献GabrielA.Rincon-Mora and Phillip E.Allen.A 1.1v current-mode and piecewise-linearcouvature-Corrected bandgap reference.[J].IEEE J.Solid State Circuit，1998，33(10)1551-1554.提出了在部分温度范围内进行分段曲率校正和微调技术，但在整个工作温度范围内温度特性改善不大，在标准CMOS工艺中模拟验证结果表明输出1.1V参考电压的温度系数为6.5ppm/℃。电路采用电流型通过电阻梯产生输出参考电压，为了降低功耗，电阻的阻值很大，同时未优化关键电路的电流，造成输出阻抗(约为340KΩ)和噪声大，电源抑制比差(120ppm/V＝-78dB)。
发明内容
本发明针对在标准CMOS工艺条件下，不通过增加工艺成本的方法很难实现高阶温度补偿以及在部分温度范围内进行了分段曲率校正和微调所带来的整个工作温度范围内温度特性提高不大，同时还存在输出阻抗和噪声大，电源共模抑制比差的缺点和不足，提供了一种低温度系数，低噪声，高精度的参考电压模块及其温度补偿方法。
为达到以上目的，本发明是采取如下技术方案予以实现的一种参考电压模块，包括电流IVbe产生电路、电流IPTAT产生电路、自启动电路，所述自启动电路在上电时产生的脉冲分别输入电流TVbe产生电路和电流IPTAT产生电路，其特征是，所述电流IVbe产生电路的输出电流IVbe分两路输出连接到一个高阶电流INL产生电路的输入端，其中一路通过比例系数K3输出；电流IPTAT产生电路的输出电流IPTAT分两路输出连接到所述高阶电流INL产生电路的输入端，其中一路通过比例系数K1输出所述高阶电流INL产生电路的二阶电流INL通过比例系数C1，2输出到一个全差分参考电压电路的输入端；所述电流IVbe通过比例系数A、所述电流IPTAT通过比例系数B分别输出连接到所述全差分参考电压电路的输入端，该全差分参考电压电路4输出端输出参考电压VREF＝VREF+-VREF-。
上述技术方案中，所述高阶电流INL产生电路3包括16个MOS管组成的共源共栅结构的四路电流镜，输入电流分别为IPTAT，K3IVbe，K1IPTAT，IVbe，所述电流IPTAT输入到PMOS管M01的漏极，PMOS管M01和M011组成共源共栅结构并与PMOS管M11和M111形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶K4；所述电流K3IVbe输入到PMOS管M11和M21的漏极，PMOS管M21和M211组成共源共栅结构并与PMOS管M31和M311形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶C2；所述电流IVbe输入到PMOS管M0的漏极，PMOS管M0和M01组成共源共栅结构并与PMOS管M1和M11形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶K2；所述电流K1IPTAT输入到PMOS管M1和M2的漏极，PMOS管M2和M21组成共源共栅结构并与PMOS管M3和M31形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶C1；PMOS管M3的漏极和M31的漏极连接在一起形成输出电流C1，2INL。
所述全差分参考电压电路4包括PMOS管M1C和M2C、PMOS管M3C和M4C，其两两之间均连接成共源共栅结构，PMOS管M1C的源极与M3C的源极连接并接到电源VDD，PMOS管M2C的漏极连接到运算放大器Amp的同相输入端Vy，PMOS管M1C和M2C的栅极连接到电流IPTAT产生电路的输出，使流过PMOS管M1C、M2C的电流为BIPTAT；PMOS管M4C的漏极通过电阻R1连接到运算放大器Amp的同相输入端，PMOS管M3C和M4C的栅极连接到电流INL产生电路3的输出，使流过PMOS管M3C和M4C的电流为C1，2INL；NMOS管M5C和M6C也连接成共源共栅结构，NMOS管M6C的源极接地GND，NMOS管M5C的漏极接到运算放大器Amp的反相输入端，NMOS管M5C和M6C的栅极连接到电流IVbe产生电路的输出，使流过NMOS管M5C和M6C的电流为AIVbe；运算放大器Amp的同相输出端通过电阻R3连接到其反相输入端，该运算放大器Amp的反相输出端通过电阻R2连接到PMOS管M4C的漏极。
一种前述参考电压模块的温度补偿方法，包括分段曲率校正方法和电阻微调方法，所述分段曲率校正方法，是在高阶电流INL产生电路中进行全温区分段曲率校正，即将-20℃--80℃的温度范围分成低，中，高三个区段[Tlow，Tr1]，[Tr1，Tr2]和[Tr2，Thigh]，全温区分段曲率校正可表示为INL1,2=C2INL2=K3IVbe-K4IPTAT[Tlow,Tr1]0[Tr1,Tr2]C1INL1=K1IPTAT-K2IVBE[Tr2,Thigh]---(11)]]>
式中，K1，K2，K3，K4，C1，C2为比例系数，Tlow为全温区的最低温度，Thigh为全温区的最高温度，Tr1和Tr2为全温区中温部分的两个参考温度，INL1为区段[Tr2，Thigh]的高阶电流，INL2为区段[Tlow，Tr1]的高阶电流，INL1，2为全温区的高阶电流，IVbe是电流IVbe产生电路的输出电流，IPTAT是电流IPTAT产生电路的输出电流。
所述电阻微调方法是在全差分参考电压电路中，输出参考电压VREF可表示为VREF=VREF+-VREF-=AIVbeR3+BIPTAT(R1+R2)+C1,2INL1,2R2---(12)]]>式中AIVbe，BIPTAT和C1，2INL分别为来自电流IVbe产生电路、电流IPTAT产生电路和高阶电流INL产生电路的三部分电流输入；R1，R2，R3为全差分参考电压电路中反馈电阻，即把电流转换为输出参考电压，通过迭代和外推方法，得到最终的R1，R2，R3的比值及各自的电阻值。
上述方案中，所述的迭代和外推的方法包括由全差分参考电压电路中得到BIPTATR3inital=VY-VX(R2R3)inital---(15)]]>C1,2INL1,2R3inital=VX-VREF-(R2R3)inital-BIPTATR3inital---(16)]]>AIVbeR3inital=VREF+-VY---(17)]]>VREFR3initalR3=AIVbe(R3R3)R3inital+BIPTAP(R1R3+R2R3)R3inital+C1,2INL1,2(R2R3)R3inital---(18)]]>
式中(R1/R3)inital，(R2/R3)inital为电阻比率的起始值，R3inital为R3的起始值。把式(15)，(16)，(17)得到的BIPTATR3inital，C1，2INL1，2R3inital，AIVbeR3inital带入式(18)，可外推出(R1/R3)1，(R2/R3)1，以此作为起始值检测VREF+，VREF-，VX，VY，运用式(15)，(16)，(17)，(18)外推(R1/R3)2，(R2/R3)2，......，其中，(R1/R3)1，(R2/R3)1、(R1/R3)2，(R2/R3)2、......分别为第一，第二次迭代外推出的电阻比率值。Vx，Vy是电阻R1，R2连接点的电压和运算放大器Amp同相输入端的电压。
应用本发明设计的参考电压模块及其温度补偿方法，在标准CMOS工艺条件下，未增加掩模和工序(即加工成本)实现了高阶温度补偿。用SMIC0.18μM CMOS的工艺库进行了模拟验证本发明设计的全差分参考电压，当用3.3V电源电压时，结果表明，在-20℃--80℃温度范围，温度系数为1.7ppm/℃，达到了双极工艺的参考电压的温度性能。全差分共源共栅的整体电路结构使电源抑制比达到98dB。在760μW的静态功耗下，输出噪声电压近似为
图1为本发明参考电压模块的整体结构框图。
图2为图1中的电流IVbe产生电路原理图。
图3为图1中的电流IPTAT产生电路原理图。
图4为图1中的自启动电路原理图。
图5为图1中的高阶电流INL产生电路原理图。
图6为图1中的电流型输出差分参考电压电路原理图。
图7为一阶温度补偿的输出温度特性和引入的高阶电流INL示意图。
图8为高阶分段曲率校正部分各支路电流曲线图。
图9为分段曲率校正参考电压的温度特性示意图。其中图10(a)为输入到图6的电流AIVbe，BIPTAT和C1，2INL电流温度特性示意图，图10(b)为传统参考电压和分段曲率校正参考电压的温度特性对比示意图。
图10为差分参考电压的温度特性的模拟结果图。
图11为差分参考电压的电源抑制比的模拟结果图。
图12为差分参考电压的输出噪声电压的模拟结果图。
具体实施例方式
以下结合附图及实施例对本发明作进一步的详细说明。
如图1所示，本发明的一种参考电压模块，包括电流IVbe产生电路1，电流IPTAT产生电路2，高阶电流INL产生电路3，电流型输出差分参考电压电路4和自启动电路5。电流IVbe是与图2中的寄生三极管Qbe1基-射极电压成正比的电流；电流IPTAT是与绝对温度成正比的电流。电流IVbe和通过其与比例系数K3乘积的电流K3IVbe分两路输入到高阶电流INL产生电路3，电流IPTAT和通过其与比例系数K1乘积的电流K1IPTAT分两路输入到高阶电流INL产生电路3，高阶电流INL产生电路3产生的二阶电流INL通过比例系数C1，2输入到全差分参考电压电路4；电流IVbe通过比例系数A，电流IPTAT通过比例系数B分别输入到全差分参考电压电路4，全差分参考电压电路4输出差分参考电压VREF＝VREF+-VREF-；自启动电路5在上电时产生足够宽的脉宽和幅度的脉冲分别输入电流IVbe产生电路1和电流IPTAT产生电路2以脱离零简并态，使参考电压模块正常工作。
如图2所示，电流IVbe产生电路1包括，MOS管Mbe1～Mbe4、电阻Rbe1组成的自偏置共源共栅结构和MOS管Mbe5～Mbe8、电阻Rbe2组成的自偏置共源共栅结构一起构成与电源VDD无关的电流镜结构，以保证电压V1＝V2。晶体管Qbe1、Qbe11一起构成基极电流消除电路6。电流源ISS1中的电流与电流IVbe相同。晶体管Qbe1的射极连到晶体管Qbe11的基极和MOS管Mbe1的源极，它的基极和集电极连到地GND。晶体管Qbe11的射极和集电极分别连到电流源ISS1的一端和GND。电阻RIN1连在MOS管Mbe5和地GND之间。
如图3所示，电流IPTAT产生电路2包括，MOS管Mptat1～Mptat4、电阻Rptat1组成的自偏置共源共栅结构和MOS管Mptat5～Mptat8、电阻Rptat2组成的自偏置共源共栅结构一起构成与电源VDD无关的电流镜结构，以保证电压VA＝VB。晶体管Qptat1、Qptat11和晶体管Qptat2、Qptat21分别构成基极电流消除电路6。电流源ISS2中的电流与电流IPTAT1相同，电流源ISS3中的电流与电流IPTAT2相同。晶体管Qptat11的基极，射极，集电极分别连到电阻RIN2和晶体管Qptat1射极的连接点，电流源ISS2的一端，地GND；晶体管Qptat21的基极，射极，集电极分别连到MOS管Mptat4源极和晶体管Qptat2射极的连接点，电流源ISS3的一端，地GND；连到晶体管Qptat1，Qptat2基极的电阻rb/A，rb为基极寄生的等效电阻；电阻Rcomp连在晶体管Qptat1，Qptat2的基极之间并在晶体管Qptat2一端连到地GND。
为了提高电源抑制比本发明采用了自偏置共源共栅结构(图2中的MOS管Mbe1～Mbe4，Mbe5～Mbe8；图3中的MOS管Mptat1～Mptat4，Mptat5～Mptat8)。
如图4所示，自启动电路5包括，三个二极管连接结构的PMOS管Mstar1，Mstar2，Mstar3通过电阻Rstar1和电容Cstar1串联组成的一阶RC网络连到地GND。上电时，电源VDD通过PMOS管和电阻Rstar1对电容Cstar1充电，使电容Cstar1的上端的电压升高，此电压通过延迟环节输入到异或门XOR的一端，异或门XOR的另一端接到电容Cstar1的上端，这样通过调节电容Cstar1和电阻Rstar1的值以及延迟时间可以得到所需的启动脉冲。
如图5所示，本发明实现分段曲率校正的高阶电流INL产生电路3包括，共源共栅结构的16个MOS管组成的四路电流镜。电流源ISS4，ISS5，ISS6，ISS7中电流分别为IPTAT，K3IVbe，K1IPTAT，IVbe。电流IPTAT输入到PMOS管M01的漏极，PMOS管M01和M011以二极管的连接关系组成共源共栅结构并与PMOS管M11和M111形成共源共栅电流镜结构，宽长比的比值为1∶K4；电流K3IVbe输入到PMOS管M11的漏极和M21的漏极，PMOS管M21和M211以二极管的连接关系接成共源共栅的形式并与PMOS管M31和M311形成共源共栅电流镜，宽长比的比值为1∶C2；电流IVbe输入到PMOS管M0的漏极，PMOS管M0和M01以二极管的连接关系接成共源共栅的形式并与PMOS管M1和M11形成共源共栅电流镜，宽长比的比值为1∶K2；电流K1IPTAT输入到PMOS管M1的漏极和M2的漏极，PMOS管M2和M21以二极管的连接关系接成共源共栅的形式并与PMOS管M3和M31形成共源共栅电流镜，宽长比的比值为1∶C1；PMOS管M3的漏极和M31的漏极连接在一起形成输出电流INL。
如图6所示，全差分参考电压电路4包括，PMOS管M1C和M2C、PMOS管M3C和M4C均连接成共源共栅形式，PMOS管M1C的源极与PMOS管M3C的源极连接并接到电源VDD，PMOS管M2C的漏极连接到低噪声运算放大器Amp的同相输入端Vy，PMOS管M1C和M2C的栅极连到电流IPTAT产生电路2的输出，使流过PMOS管M1C、M2C的电流为BIPTAT；PMOS管M4C的漏极通过电阻R1接到低噪声运算放大器Amp的同相输入端，PMOS管M3C和M4C的栅极连接到电流INL产生电路3的输出，使流过PMOS管M3C和M4C的电流为C1，2INL；NMOS管M5C和M6C也连接成共源共栅形式，NMOS管M6C的源极接地GND，NMOS管M5C的漏极接到低噪声运算放大器Amp的反相输入端，NMOS管M5C和M6C的栅极连到电流IVbe产生电路1的输出，使流过NMOS管M5C和M6C的电流为AIVbe；低噪声运算放大器Amp的同相输出端通过电阻R3连接到低噪声运算放大器Amp的反相输入端，低噪声运算放大器Amp的反相输出端通过电阻R2连接到PMOS管M4C的漏极。
按照本发明上述实施例的参考电压模块，可在给定功耗前提下，单目标优化电流IVbe和电流IPTAT的比值，并选择寄生纵向PNP晶体管的饱和电流IS2，IS1，使输出噪声最小，反复调整电流IVbe产生电路1和电流IPTAT产生电路2的参数直到满足要求为止。并且可在高阶电流INL产生电路3和全差分参考电压电路4中实现参考电压的温度补偿，即调节比例系数K1，K2，K3，K4产生合适的二阶电流INL，进行分段曲率校正；优化电流型输出差分参考电压，选择合适比例的电流IVbe，IPTAT，INL值，并微调R1，R2，R3的比值，采用迭代外推得到最终的参数值，最后进行整体性能模拟包括温度特性，电源抑制比，输出噪声，功耗和自启动特性等静动态特性。以下予以分述。
a.单目标优化电流IVbe和电流IPTAT的比值在图3中Qptat1，Qptat2为寄生纵向PNP晶体管(考虑了β小，rb大引起的效应)，晶体管Qptat1的射极面积为晶体管Qptat2的A倍。由于N阱是寄生纵向PNP晶体管的基极，β小，rb大，β1，β2匹配差。若考虑这些因素则VBE1=VTlnI1IS1+VTln11+1β1+rbI1Aβ1---(1)]]>式中VBE1为晶体管Qptat1的基射极电压，VT＝KT/q，IS1为晶体管Qptat1的饱和电流，I1为晶体管Qptat1射极电流，β1为晶体管Qptat1的电流增益，rb为晶体管Qptat2的等效基极电阻。MOS管Mptat1-Mptat8组成与电源无关的电流源，使VA＝VB，IPTAT1＝IPTAT2，VBE1与VBE2(为晶体管Qptat2的基射极电压)的差ΔVBE为ΔVBE=VTlnA+VTlnI2I1+VTln1+1β11+1β2+rb(I2β2-I1Aβ)---(2)]]>式中I2为晶体管Qptat2的射极电流，β2为晶体管Qptat2的电流增益。由于电路采用了共源共栅与电源无关的电流源，沟道长度调制效应可忽略，I1可精确等于I2，式(2)的第二项近似为零。第三项是由于式(5)中IC是VBE的函数，而电路中用的是IE，可采用基极电流消除电路6，从IE中减去IB。晶体管Qptat1，Qptat11与晶体管Qptat2，Qptat21分别为匹配的PNP对管，电流源ISS2，ISS3中的电流分别为IPTAT1，IPTAT2，则I1＝IB1+IC1＝IB1+IPTAT1，I2＝IB2+IC2＝IB2+IPTAT2(3)式中IB1，IC1，IB2，IC2分别为晶体管Qptat1，Qptat2的基极和集电极电流。从而式(2)的第三项可消除。第四项是等效输入电阻rb造成的误差，可通过在Qptat1的基极串联电阻Rcomp=(1+β11+β2-1A)rb]]>来补偿。
本发明涉及的在功耗为定值的前提下，单目标优化电流IVbe和电流IPTAT的比使输出噪声最小。文献Arie Van Staveren，Chris J.M.Verhoeven，Arthur H.M.Van Roermund.The design of low-noise bandgap reference.[J].IEEETransactions on Circuits and Systems，1996，43(4)290-300.分析在给定的电流损耗时，双极性参考电压存在最小噪声。由于在标准CMOS工艺条件下，寄生三极管的β小，rb大，运算放大器的失调大，工艺离散性很大等缺点，电流的约束关系比需要修正如下ln(yIS2IS1)=-K1+y1-y+ΔS,(y=IVbeIPTAT)---(4)]]>IS2为电流IPTAT产生电路2中晶体管Qptat2的饱和电流，IS1为电流IVbe产生电路1中晶体管Qbe1的饱和电流，K为与CMOS工艺有关的系数，其值在1.5到2.5之间，ΔS为修正因子。在一定功耗下，优化设计y，IS2，IS1，使输出噪声电压最小。
b.高阶电流INL产生电路中的分段曲率校正方法在标准CMOS工艺条件下对部分温度范围进行高阶曲率校正，但整个温度范围性能提高不明显。工作在放大区的寄生PNP的集电极电流IC(T)为IC(T)=IS(T)exp(qVBEKT)---(5)]]>式中T为绝对温度，VBE为基极-射极电压，q为电子电荷，K为玻尔兹曼常数，饱和电流IS(T)为IS(T)=qAni2(T)D‾(T)NB---(6)]]>式中A为基射结面积，ni(T)为本征载流子浓度，D(T)为基区少子的扩散系数，NB为基区掺杂面密度，ni(T)为ni2(T)=ET3exp[-qVG(T)KT]---(7)]]>对任意温度T和特定温度Tr(一般指室温)由以上三个公式得VBE(T)=VG(T)-(TTr)VG(Tr)+(TTr)VBE(Tr)-(4-n)(KTq)ln(TTr)+(KTq)ln[IC(T)IC(Tr)]---(8)]]>式中利用了u‾(T)=qD‾(T)KT=CT-n]]>在T＝Tr处，对式(8)进行泰勒级数展开为VBE(T)＝VBE(Tr)+a1(T-Tr)+a2(T-Tr)2+a3(T-Tr)3+…… (9)式中a1，a2，a3是泰勒展开式的系数。若取VC(T)＝-a1(T-Tr)-a2(T-Tr)2-a3(T-Tr)3-…… (10)则VBE(T)+VC(T)＝VBE(Tr)，VBE(T)的一阶温度系数项和高阶温度系数项均通过VC(T)抵消，从而得到零温度系数。
传统的参考电压是一阶温度补偿，即VC(T)＝-a1(T-Tr)。与传统参考电压成正比的电流IVREF随温度变化的关系如图7。只在特定温度Tr温度系数为零，T＞Tr时，温度系数为负，T＜Tr时，温度系数为正。离Tr越远，温漂越大。
本发明在高阶电流INL产生电路3进行全温区分段曲率校正方法，是将-20℃--80℃的温度范围分成高，中，低三个区间，分区进行曲率校正。本发明引入与高阶电流INL成正比的电压VNL，以补偿高阶温度系数，则可以获得更小的温度系数。
考虑设计和实现的难易程度和可扩展输出1V以下的参考电压，采用电流形式的高阶电流INL产生电路3(图5)，其相应的电流关系如图8。当T＞Tr2，K1IPTAT>K2IVbe,]]>K4IPTAT>K3IVbe,]]>K3IVbe不能提供M11的饱和电流K4IPTAT，M11进入线性区，M21截止，C2INL2为零，M1饱和，M2饱和，C1INL1=K1IPTAT-K2IVbe,]]>此时INL=C1INL1=K1IPTAT-K2IVbe.]]>当T＜Tr1，K1IPTAT<K2IVbe,]]>K4IPTAT<K3IVbe,]]>K1IPTAT不能提供M1的饱和电流K2IVbe，M1进入线性区，M2截止，C1INL1为零，M11饱和，M21饱和，C2INL2=K3IVbe-K4IPTAT,]]>此时INL=C2INL2=K3IVbe-K4IPTAT.]]>当Tr1＜T＜Tr2，K1IPTAT<K2IVbe,]]>K4IPTAT>K3IVbe,]]>K1IPTAT不能提供M1的饱和电流K2IVbe，K3IVbe也不能提供M11的饱和电流K4IPTAT，M1进入线性区，M2截止，M11进入线性区，M21截止，C1INL1为零，C2INL2为零，此时INL为零。因此，把温度范围分成三段[Tlow，Tr1]，[Tr1，Tr2]和[Tr2，Thigh]，高阶曲率校正具体可表示为INL1,2=C2INL2=K3IVbe-K4IPTAT[Tlow,Tr1]0[Tr1,Tr2]C1INL1=K1IPTAT-K2IVBE[Tr2,Thigh]---(11)]]>式中，K1，K2，K3，K4，C1，C2为比例系数，Tlow为全温度范围的最低温度，Thigh为全温度范围的最高温度，Tr1和Tr2为全温度范围中温部分的两个参考温度，INL1为温度范围[Tr2，Thigh]的高阶电流，INL2为温度范围[Tlow，Tr1]的高阶电流，INL1，2为全温度范围的高阶电流，IVbe是电流IVbe产生电路1的输出电流，IPTAT是电流IPTAT产生电路2的输出电流。
INL补偿了各个温区间一阶补偿的误差部分即基准电压的高阶温度特性。本发明提出的高阶补偿电流INL在整个温度范围内都进行了曲率校正，直接减小了温度系数。
c.全差分参考电压电路中的电阻微调方法全温区分段曲率校正是通过结合与温度特性有关的三部分参数INL，IVbe和IPTAT来得到低温漂的输出参考电压。把温度范围分成三段[Tlow，Tr1]，[Tr1，Tr2]和[Tr2，Thigh]，在低，高温度范围INL不为零实现高阶补偿，使得温度特性类似Tr中温附近部分。本发明通过结合AIVbe，BIPTAT和C1，2INL三部分电流通过电流型输出全差分参考电压电路图6输出差分参考电压VREF，如图6所示。输出参考电压为
VREF=VREF+-VREF-=AIVbeR3+BIPTAT(R1+R2)+C1,2INL1,2R2---(12)]]>式中IVbe，IPTAT，INL分别为电流IVbe产生电路1的输出电流，电流IPTAT产生电路2的输出电流，高阶电流INL产生电路3的输出二阶非线性电流。A，B，C1，2为需要优化的系数。R1，R2，R3为反馈电阻，即把电流转换为输出电压。因为IVbe和IPTAT是由VBE和ΔVBE通过参考电压的内部电阻RIN1，RIN2产生的，即IVbe∝VBERIN1,IPTAT∝ΔVBERIN2---(13)]]>若R1，R2，R3取与RIN1，RIN2同类型的电阻则AIVbeR3+BIPTAT(R1+R2)=AVBER3RIN1+BΔVBER1+R2RIN2---(14)]]>只与电阻的比值有关。由于同型电阻的温度特性相同，电阻的温度特性对VREF的影响可忽略。
由图6可知只需要微调R1，R2，R3的比率，就可在设计中微调和优化参数以满足性能要求。在整个温度范围内通过温度扫描，检测VREF+，VREF-，VX，VY的电压，在给定起始电阻比值(R1/R3)inital，(R2/R3)inital和起始电阻R3inital，本发明的微调方法可通过迭代和外推得到最终的比值和电阻。在以上条件下，由图6得BIPTATR3inital=VY-VX(R2R3)inital---(15)]]>C1,2INL1,2R3inital=VX-VREF-(R2R3)inital-BIPTATR3inital---(16)]]>
AIVbeR3inital=VREF+-VY---(17)]]>VREFR3initalR3=AIVbe(R3R3)R3inital+BIPTAT(R1R3+R2R3)R3inital+C1,2INL1,2(R2R3)R3inital---(18)]]>式中(R1/R3)inital，(R2/R3)inital为电阻比率的起始值，R3inital为R3的起始值。把式(15)，(16)，(17)得到的BIPTATR3inital，C1，2INL1，2R3inital，AIVbeR3inital带入式(18)，可外推出(R1/R3)1，(R2/R3)1，以此作为起始值检测VREF+，VREF-，VX，VY，运用式(15)，(16)，(17)，(18)外推(R1/R3)2，(R2/R3)2......，直到满足要求为止，其中，(R1/R3)1，(R2/R3)1、(R1/R3)2，(R2/R3)2、......分别为第一，第二次迭代外推出的电阻比率值。Vx，Vy是图6中电阻R1，R2连接点的电压和运算放大器Amp同相输入端的电压。
R3inital/R3是为了调节需要得到的差分参考电压值。因为不用绝对电阻值只用相对电阻，不需要高精度电阻，标准CMOS工艺没有高精度电阻的缺点不会影响电路性能。
全温区分段曲率校正补偿的参考电压的温度特性示意图如图9所示，由图可见把温度范围分成三段[Tlow，Tr1]，[Tr1，Tr2]和[Tr2，Thigh]，在低，高温度范围INL非零以实现高阶温度补偿，使得温度特性类似Tr附近中温部分。通过结合AIVbe，BIPTAT和C1，2INL三部分电流型输出差分参考电压VREF。在高低温范围有效补偿了一阶带隙的高阶温度特性，使温度特性得到明显提高。
d.参考电压模块整体性能模拟验证对本发明图1-图6所示实施例的参考电压模块进行整体性能模拟验证包括温度特性，电源抑制比，输出噪声，功耗，自启动特性等静动态特性。用SMIC 0.18μM CMOS工艺库，电源电压为3.3V，对本发明模块的差分参考电压进行了模拟验证。差分参考电压随温度变化的模拟结果如图10，其中ff，tt，ss为三种工艺角模型，图中类似抛物线形状的曲线为没有曲率校正时输出温度特性。结果表明，在-20℃--80℃温度范围，温度系数为1.7ppm/℃，比没有曲率校正参考电压的温度特性提高近10倍(未进行曲率校正参考电压的温度系数是16.3)。电源抑制性能的模拟结果如图11，从DC直到700KHz电源抑制比都保持在98dB。输出噪声模拟结果如图12，输出噪声电压近似为 给定功耗下，优化设计y，IS2，IS1使输出噪声电压最小，整体的静态功耗为760μW。本发明差分参考电压的性能参数如表1。。
表1本发明参考电压模块的输出参考电压的性能
权利要求
1.一种参考电压模块，包括电流IVbc产生电路、电流IPTAT产生电路、自启动电路，所述自启动电路在上电时产生的脉冲分别输入电流IVbe产生电路和电流IPTAT产生电路，其特征是，所述电流IVbe产生电路的输出电流IVbe分两路输出连接到一个高阶电流INL产生电路的输入端，其中一路通过比例系数K3输出；电流IPTAT产生电路的输出电流IPTAT分两路输出连接到所述高阶电流INL产生电路的输入端，其中一路通过比例系数K1输出所述高阶电流INL产生电路的二阶电流INL通过比例系数C12输出到一个全差分参考电压电路的输入端；所述电流IVbe通过比例系数A、所述电流IPTAT通过比例系数B分别输出连接到所述全差分参考电压电路的输入端，该全差分参考电压电路4输出端输出参考电压VREF＝VREF+-VREF-。
2.根据权利要求1所述的参考电压模块，其特征是，所述高阶电流INL产生电路包括，16个MOS管组成的共源共栅结构的四路电流镜，输入电流分别为IPTAT，K3IVbe，K1IPTAT，IVbe，所述电流IPTAT输入到PMOS管M01的漏极，PMOS管M01和M011组成共源共栅结构并与PMOS管M11和M111形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶K4；所述电流K3IVbe输入到PMOS管M11和M21的漏极，PMOS管M21和M211组成共源共栅结构并与PMOS管M31和M311形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶C2；所述电流IVbe输入到PMOS管M0的漏极，PMOS管M0和M01组成共源共栅结构并与PMOS管M1和M11形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶K2；所述电流K1IPTAT输入到PMOS管M1和M2的漏极，PMOS管M2和M21组成共源共栅结构并与PMOS管M3和M31形成共源共栅电流镜，其宽长比为1∶C1；PMOS管M3的漏极和M31的漏极连接在一起形成输出电流C1，2INL。
3.根据权利要求1或2所述的参考电压模块，其特征是，所述全差分参考电压电路包括，PMOS管M1C和M2C、PMOS管M3C和M4C，其两两之间均连接成共源共栅结构，PMOS管M1C的源极与M3C的源极连接并接到电源VDD，PMOS管M2C的漏极连接到运算放大器Amp的同相输入端，PMOS管M1C和M2C的栅极连接到电流IPTAT产生电路的输出，使流过PMOS管M1C、M2C的电流为BIPTAT；PMOS管M4C的漏极通过电阻R1连接到运算放大器Amp的同相输入端，PMOS管M3C和M4C的栅极连接到电流INL产生电路3的输出，使流过PMOS管M3C和M4C的电流为C1，2INL；NMOS管M5C和M6C也连接成共源共栅结构，NMOS管M6C的源极接地GND，NMOS管M5C的漏极接到运算放大器Amp的反相输入端，NMOS管M5C和M6C的栅极连接到电流IVbe产生电路的输出，使流过NMOS管M5C和M6C的电流为AIVbe；运算放大器Amp的同相输出端通过电阻R3连接到其反相输入端，该运算放大器Amp的反相输出端通过电阻R2连接到PMOS管M4C的漏极。
4.一种权利要求1所述参考电压模块的温度补偿方法，其特征是，包括分段曲率校正方法和电阻微调方法，所述分段曲率校正方法，是在高阶电流INL产生电路中进行全温区分段曲率校正，即将-20℃--80℃的温度范围分成低、中、高三个区段[Tlow，Tr1]、[Tr1，Tr2]和[Tr2，Thigh]，全温区分段曲率校正可表示为INL1,2=C2INL2=K3IVbe-K4IPTAT0C1INL1=K1IPTAT-K2IVBE---(11)]]>式中，K1，K2，K3，K4，C1，C2为比例系数，Tlow为全温区的最低温度，Thigh为全温区的最高温度，Tr1和Tr2为全温区中温部分的两个参考温度，INL1为高温区段[Tr2，Thigh]的高阶电流，INL2为低温区段[Tlow，Tr1]的高阶电流，INL1，2为全温区的高阶电流，IVbe是电流IVbe产生电路的输出电流，IPTAT是电流IPTAT产生电路的输出电流；所述电阻微调方法是在全差分参考电压电路中，输出参考电压VREF可表示为VREF=VREF+-VREF-=AIVbeR3+BIPTAT(R1+R2)+C1,2INL1,2R2---(12)]]>式中AIVbe，BIPTAT和C1，2INL分别为来自电流IVbc产生电路、电流IPTAT产生电路和高阶电流INL产生电路的三部分电流输入；R1，R2，R3为全差分参考电压电路中反馈电阻，即把电流转换为输出参考电压，通过迭代和外推方法，得到最终的R1，R2，R3的比值及各自的电阻值。
5.根据权利要求4所述的参考电压模块的温度补偿方法，其特征是，所述的迭代和外推的方法包括由全差分参考电压电路中得到BIPTATR3inital=VY-VX(R2R3)inital---(15)]]>C1,2INL1,2R3inital=VX-VREF-(R2R3)inital-BIPTATR3inital---(16)]]>AIVbeR3inital=VREF+-VY---(17)]]>VREFR3initalR3=AIVbe(R3R3)R3inital+BIPTAP(R1R3+R2R3)R3inital+C1,2INL1,2(R2R3)R3inital---(18)]]>式中(R1/R3)inital，(R2/R3)inital为电阻比率的起始值，R3inital为电阻R3的起始值；把式(15)，(16)，(17)得到的BIPTATR3inital，C1，2INL1，2R3inital，AIVbeR3inital带入式(18)，可外推出(R1/R3)1，(R2/R3)1，以此作为起始值检测VREF+，VREF-，VX，VY，运用式(15)，(16)，(17)，(18)外推(R1/R3)2，(R2/R3)2，……，其中，(R1/R3)1，(R2/R3)1、(R1/R3)2，(R2/R3)2、……分别为第一，第二次迭代外推出的电阻比率值；Vx，Vy是电阻R1，R2连接点的电压和运算放大器Amp同相输入端的电压。
全文摘要
本发明针对在标准CMOS工艺条件下，不通过增加工艺成本的方法很难实现高阶温度补偿的问题，公开了一种低温度系数，低噪声，高精度的参考电压模块及其温度补偿方法。参考电压模块包括电流I
文档编号H03M1/00GK101030085SQ20071001724
公开日2007年9月5日 申请日期2007年1月16日 优先权日2007年1月16日
发明者邵志标, 张春茗, 耿莉 申请人:西安交通大学