专利名称：D类音频功率放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及音频功率放大，更具体地讲，涉及一种能够减小电磁干扰 (EMI)的扩频自振荡不需要滤波器的D类音频功率;^文大器。
背景技术：
D类音频功率放大器(以下简称D类放大器)与传统的A类、B类、AB 类放大器一样，都用于以要求的音量和功率水平在发声输出元件上重新产生 真实、高效和低失真的音频输入信号。但是与A类、B类、AB类放大器相 比，D类放大器在许多应用中具有显著的优势，因为低功耗产生热量较少， 节省印刷电路板(PCB)面积和成本，并且能够延长便携式系统的电池寿命。
具体地讲，D类音频放大器采用了脉宽调制技术PWM (Pulse Width Modulation)或者脉冲占空比调制技术PDM ( Pulse Duty cycle Modulation), 即，使用模拟音频信号的幅度来调制一系列矩形脉沖的宽度或占空比。这样， 一个模拟音频信号就变成了 一系列宽度受到调制或占空比受到调制的等幅度
脉冲信号。而原来的模拟音频信号并不是包含在这个脉沖信号的幅度之中， 而是包含在它的宽度或占空比之中。所以，如果在放大的时候，幅度上产生 失真并不会使原来的音频信号产生失真。在这种情况下的放大器就可以完全 工作在开关状态。在没有信号的时候晶体管可以完全工作在截止状态，从而 得到很高的效率，如高于90 %的转换效率。
图1示出了传统的D类放大器的原理框图。音频输入信号经过调制器的 调制，从而产生PWM信号。PWM信号输入到功率输出级(通常使用H桥 电路)。在输出级和扬声器之间插入有低通滤波器，以便将电磁干扰减至最小， 并且避免以太多的高频能量驱动扬声器。
由于D类放大器的高效率和低失真度，因此在电池供电的各种便携式电 子设备和对空间要求较高的情况下得到广泛的应用，例如手机、DVD、 MP3、 LCD TV等。现在市场上大部分D类放大器是釆用传统的固定频率的PWM 调制。由于功率输出级在一个固定频率f上工作(如250KHz)，其产生的高
7次谐波集中在频率nf (n为整数)上，从而电磁干扰(30MHz ~ 300MHz)也较高。
为了降低电磁干扰，人们将通信上的扩频技术(Spread Spectrum)用于 D类放大器的设计中，如公开号为US 6,847,257的美国专利申请。然而，在 实际应用中，仍然需要进一步减小电磁干扰，并要求D类放大器的体积和成 本进一步降低。
发明内容
在下面的描述中将部分地阐明本发明另外的方面和/或优点，通过描述， 其会变得更加清楚，或者通过实施本发明可以了解。
根据本发明的一方面，提供了 一种用于D类音频功率放大器的调制器， 所述调制器包括第一跨导放大器，其负输入端接收第一音频信号以及D类 音频功率放大器的第二反馈信号，其正输入端接收参考输入电压；第二跨导 放大器，其负输入端接收与第 一音频信号反相的第二音频信号以及D类音频 功率放大器的第一反馈信号，其正输入端接收参考输入电压；电容器，连接 在第一跨导放大器和第二跨导放大器的输出端之间，与第一跨导放大器和第 二跨导放大器相结合，以对第 一跨导放大器的输出信号和第二跨导放大器的 输出信号进行积分；和比较器单元，将经由电容器积分的第一跨导放大器的 输出信号和第二跨导放大器的输出信号分别与第 一 电流源和第二电流源的输 出信号进行比较，输出调制为数字信号的第一控制信号、第二控制信号、第 三控制信号以及第四控制信号。
根据本发明的另一方面，提供了一种D类音频功率放大器，所述D类音 频功率放大器包括前置放大器，对彼此反相的差分输入音频信号进行前置 放大，并输出彼此反相的差分输出的第一音频信号和第二音频信号；调制器， 接收前置放大器输出的第一音频信号和第二音频信号以及D类音频功率放大 器反馈的第一反馈信号和第二反馈信号，对所述多个信号进行调制，以输出 调制为数字信号的第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号以及第四控 制信号；逻辑控制及驱动电路，接收调制器输出的第一控制信号、第二控制 信号、第三控制信号以及第四控制信号，根据一定的逻辑规则对所述多个控 制信号进行逻辑控制，以输出第一栅极驱动信号、第二栅极驱动信号、第三 栅极驱动信号和第四栅极驱动信号;和桥式功率开关，包括用于输出第一反馈信号和第二反馈信号的第一 H桥电路以及用于输出驱动负载的第 一输出信 号和第二输出信号的第二H桥电路，其中，第一栅极驱动信号驱动第一H桥
电路中一侧的第一 P型MOS管和第一 N型MOS管的栅才及，第二栅极驱动信 号驱动第一 H桥电i 各中另一侧的第二P型MOS管和第二N型MOS管的栅 极，第三栅极驱动信号驱动第二H桥电路中一侧的第一P型MOS管和第一 N型MOS管的栅极，并且第四栅极驱动信号驱动第二 H桥电路中另 一侧的 第二 P型MOS管和第二 N型MOS管的栅极。
根据本发明实现的D类音频功率放大器，由于其采用的平衡负反馈化l、 fb2及浮空的充放电积分电容C，因此在没有音频输入时，负载上电流为零， 从而提高了共模抑制比和电源抑制比，大大降低电磁干扰(EMI),并且可以 在不用加滤波器的情况下，直接驱动负载。
通过下面结合附图对实施例进行的描述，本发明的这些和/或其他方面和 优点将会变得清楚和更易于理解，其中
图1示出了传统的D类放大器的原理框图2是示出根据本发明实施例的扩频自振荡D类放大器的结构框图； 图3是示出根据本发明实施例的扩频自振荡D类放大器的前置放大器的 电路图4A至图4C是示出根据本发明实施例的扩频自振荡D类放大器的调
制器的内部结构的电路图5示出了跨接在跨导放大器之间的电容的等效电路图6示出了根据本发明实施例的扩频自振荡D类放大器的电容两端的充
放电的过程；
图7A示出了当音频输入信号为0时电容两端以及第一比较器和第二比 较器的负输入端的波形；
图7B和图7C示出了当音频输入信号不为0时电容两端、第一比较器和 第二比较器的负输入端以及第三比较器和第四比较器的负输入端的波形；
图8是示出根据本发明实施例的扩频自振荡D类放大器的桥式功率开关 的电^各图9示出了音频输入信号为0的情况下桥式功率开关的输出波形；图10示出了音频输入信号为0的情况下桥式功率开关的输出波形；和图11示出了音频输入信号为O的情况下桥式功率开关的输出波形。
具体实施例方式
现在对本发明实施例进行详细的描述，其示例表示在附图中，其中，相同的标号始终表示相同部件。下面通过参照附图对实施例进行描述以解释本发明。
根据本发明实施例的扩频自振荡D类放大器可实现为一种基于CMOS工艺或者BiCMOS工艺的集成芯片。
图2是示出根据本发明实施例的扩频自振荡D类放大器的结构框图。参照图2,所述扩频自振荡D类放大器包括前置放大器201、调制器202、逻辑控制及驱动电路203、桥式功率开关204以及保护电路205。在根据本发明的D类放大器中，参考电压V虹f是D类放大器电源电压Vdda的二分之一，即
Vref=1/2Vdda。
以下参照图3至图11来描述根据本发明实施例的扩频自振荡D类放大器的各个组成部件的操作。
图3是示出根据本发明实施例的扩频自振荡D类放大器的前置放大器201的电路图。参照图3,前置放大器201采用差分输入差分输出的放大器，inl和in2为反相输入的音频信号，其中，inl为VMsincot， in2为-VMsincot,VM为音频信号的最大值。电阻R^和R2用于设定前置放大器201的增益。同时，电阻Ri和R2可与D类》文大器应用时的隔直电容(未示出) 一起来确定输入的音频信号的低频拐点。前置放大器201对输入的音频信号进行前置放大，放大的反相输出信号pal和pa2被输入到调制器202。这里，将V服f作为前置放大器201的静态工作点，可以取R尸R2，从而前置放大器201的放大增益为OdB。输出信号pal为-VMsincot， pa2为VMsincot,并且inl、 in2、pal和pa2的静态直流工作电压都将是Vref,即1/2VDDA。
图4A至图4C是示出根据本发明实施例的扩频自振荡D类放大器的调制器202的内部结构的电路图。参照图4A至图4C，调制器包括跨导放大器Ampl和Amp2,其跨导均为Gm;緩沖器Bufl和Buf2,均采用单位增益
緩冲放大器；第一电流源/, = ，第二电流源/2 =，:，。';以及有迟滞的比较器Coml、 Com2、 Com3和Com4。
调制器202的作用是将前置放大的音频信号转换为经过调制的高频脉冲信号，脉冲的频率成分中包括需要的音频信号和与调制过程相关的重要的高频能量。与传统的PWM调制器相比，根据本发明实施例的调制器202的调制载波频率是可变的，不需要专门设计的振荡器。即，调制器200中可实现扩频自振荡，从而将高频谐波分散到较宽的频率范围，因此处于30MHz 300MHz频带内的电磁干扰可被明显地降低。以下参照图4A至图4C详细描述调制器202的操作。
前置放大器201的差分输出信号pal和pa2分别输入到跨导放大器Ampl和Amp2的负输入端，其中，Vpal=-Vpa2。 fbl和fb2是桥式功率开关205状态采样的反馈信号，也是跨导放大器Amp2和Ampl的负反馈输入信号。根据桥式功率开关205的构造，fbl和fb2的电压值可以是0或VDDA,且fbl=-fb2。跨导放大器Ampl和Amp2的正输入端连接到参考电压VREF。电容C跨接在跨导放大器Ampl的输出端A和Amp2的输出端B之间。如图5所示，电容C等效于两个2C的电容的串联，这两个2C的电容的连接点可视为虚地。通过输入信号pal、 pa2、 fbl和fb2，可对电容C进行充电，从而实现对输入信号pal、 pa2、 fbl和fb2的积分。通过这样积分，可将载波的高频成分滤除，消除反馈输入信号fb2和fbl中所包含的低频音频成分与pal和pa2之间的误差。反馈信号fb2(或fbl)为高电平VDDA时，对电容C充电，为低电平GNDA时，电容C放电。电容C的充放电周期根据以下等式确定。计算依据为，在一个周期内，开关频率远远大于音频信号频率，如300KHz开关频率。Vpa2、V—和fbl、 fb2都可以被认为是不变值，所以在电容两端的电压与时间呈线性关系。由I*T=C*V公式可得以下等式，其中，I=Gm(Vpa,+Vft2),V=(VDDA-Vpal)/4。
<formula>formula see original document page 11</formula>
通过对电容c的充放电，实现了输入信号的自振荡，即调制器的自振荡，
调制器自振荡的频率可由如下等式确定。/4 =
1
F2 ，y O/M 一 j/2
2C
"则+2「22 卞厶Kp。1
其中，
r pal
DIM
由此可见，调制器自振荡的频率将随着输入信号(pal)的幅度的变化而变化，由此进一步实现了调制器的扩频自振荡。
如果取Vdda二5V， C=8p， Gm=9.6xl(T6s,则当输入信号(pal )为0时。调制器自振荡频率约为300KHz。
由于调制器202自振荡的频率远远大于音频信号的频率，因此在一个周期内，音频输入信号pal和pa2可近似为不变的直流值，反馈信号fbl和fb2的值也可视为不变。因为反馈信号fbl和fb2是桥式功率开关205的输出信号outl和out2的镜像值，所以可消除由于桥式功率开关205中晶体管导通电阻对音频失真的影响。如上所迷，在一个周期内，电容C两端A、 B处于充放电状态，并且交替地进行充电和放电，图6示出了 A、 B两端的充放电的过程。此时，电容两端的共模噪声可以相互抵消。
跨导放大器Ampl的输出端A和Amp2的输出端B分别连接到緩冲放大器Bufl和Buf2，緩冲放大器Bufl和Buf2的输出分别为up和do。緩冲放大器用于隔离A、 B两端的信号与后面的比较器的输入信号，从而使得调制器202的跨导放大器不受负载的影响而稳定地工作。
如图4B和图4C所示，緩沖放大器Bufl的输出up被输入到比较器Coml和Com3的正输入端，緩沖放大器Buf2的输出do被输入到比较器Com2和Com4的正输入端。此外，电流源h的输出信号输入到比较器Com2的负输入端(D )，并且同样的电流源L的输出信号输入到比较器Com3的负输入端(E )，而电流源12的输出信号输入到比较器Coml的负输入端(C)，并且同样的电流源12的输出信号输入到比较器Com4的负输入端(F)。在比较器Coml的正输入端和Com2的负输入端之间、Coml的负输入端和Com2的正输入端之间、Com3的正输入端和Com4的负输入端之间、以及Com3的负输入端和Com4的正输入端之间均连接有电阻R,其大小通常为几十千欧。电流源I,和12满足以下等式。
等式 ,y腦
12其中，Vpal为VMsincot。
当比较器的正输入端高于负输入端时，比较器的输出信号为高电平。以
比较器Coml为例，当緩冲放大器Bufl的输出up的电压高于C点电压时，比较器Coml的输出信号ml为高电平。当音频输入信号变化时，各个比较器的输出信号的波形将会变化。通过比较器的比较操作，使电容器上充放电的三角波包络紧紧跟随音频输入信号，从而使比较器输出的调制方波不受噪声的影响，音频失真可降到最低。由于比较器的比较操作对于本领域技术人员来说是已知的，因此将省略其详细描述。图7A示出了当音频输入信号为0时，A、 B、 C、 D四点的波形，此时E、 F两点的波形分别与C、 D两点的波形相同。图7B和图7C示出了当音频输入信号不为0时，A、 B、 C、 D、 E、F六点的波形。
比较器Coml、 Com2、 Com3和Com4的输出ml、 m2、 m3和m4输入到逻辑控制及驱动电路203中。逻辑控制及驱动电路203可具有较强的抗干扰能力，从而其能够较少地受到音频输入信号中包含的噪声的干扰。逻辑控制及驱动电路203对ml、 m2、 m3和m4信号进行综合，输出Gl、 G2、 G3和G4这四个栅极驱动信号，其中，Gl与G2反相信号，G2与G3为同相信
保护电路204对芯片的温度进行监视，当有温度过高现象发生时，输出关断信号给逻辑电路，切断功率开关的工作。保护电^^也监视流过功率开关的电流，当有输出短路现象发生时，立即输出关断信号给逻辑电路，切断功率开关的工作。其电路实现可由常用的过流保护和过热保护器件来实现。
图8是示出根据本发明实施例的扩频自振荡D类放大器的桥式功率开关205的电路图。参照图8,桥式功率开关205由两个H桥电路组成，其中，第一 H桥电路输出反馈到调制器202的反馈信号fbl和fb2，第二 H桥电路输出outl和out2连接到负载(例如，喇叭、扬声器)。在第一H桥电路中，MP1和MP2为具有相同的沟道长度和宽度的P型MOS管。MN1和MN2为具有相同的沟道长度和宽度的N型MOS管。MP1和MN1的栅极由栅极驱动信号G1驱动，MP2和MN2的栅极由栅极驱动信号G2驱动。&是集成在芯片上的电阻，其大小是负载电阻R^的整数倍。例如，如果负载喇叭为4欧姆，则Rs可以是4000欧姆。在第二H桥电路中，MP3和MP4为具有相同沟道长度和宽度的P型MOS管，并且MP3的沟道长度与MP1相同，但宽度是MP]的1000倍，MN3和MN4为具有相同沟道长度和宽度的N型MOS管，并且MN3的沟道长度与MN1的沟道长度相同，但宽度是MN1的1000倍。MP3和MN3的栅极由栅极驱动信号G3驱动，MP4和MN4的栅极由栅极驱动信号G4驱动。用此方法，在开关状态中，第一 H桥电路的输出fb2的电压值与第二H桥电路输出outl的值一致，并且&1=-化2。这样，反馈fbl、 fb2的状态值(高或低)直4妄是负载两端outl、 out2的状态值的采样，从而可以抵消功率开关导通电阻对失真的影响。
下面对根据本发明实施例的D类放大器的工作过程进行简要描述。当音频输入信号为0时，前置放大器201的输出信号pal也为0。作为跨导放大器Ampl的负反馈信号，当fb2为VoDA时，对A点进行充电，此时B点放电。当fb2为0时，A点;改电，而B点充电。
当A点充电电压上升到与C点电压相等时，比较器Coml的输出ml为高电平，ml的上升沿触发逻辑控制及驱动电路203,输出栅极驱动信号Gl为高，G2为低。此时，fb2从V。DA降低为0， A点开始放电，而B点开始充电。当B点充电电压上升到与D点电压相等时，比较器Com2的输出m2为高电平，m2的上升沿触发逻辑控制及驱动电路203,输出栅极驱动信号Gl为低，G2为高。此时，fb2从0上升为VDDA， A点再次开始充电，而B点开始放电。以上针对反馈信号fb2进行了描述，反馈信号fbl以与上述方式相似的方式进行工作。如上所述，在这种情况下，输出信号outl、 out2均与反馈信号fb2相等。图9示出了音频输入信号为0的情况下桥式功率开关205的输出波形。
当音频输入^f言号不为0时，可分为以下两种情况来考虑。与音频输入信号为0时相同，ml的上升沿将触发逻辑控制及驱动电路203,输出栅极驱动信号G3为低，G4为低，从而桥式功率开关205的输出outl为高，out2也为高。此外，m2的上升沿将触发逻辑控制及驱动电路203，输出栅极驱动信号G3为高，从而桥式功率开关205的输出outl为低。当音频输入信号V一小于0时，电流源It小于电流源12,此时A点充电时间大于》文电时间，B点充电时间小于放电时间(见图10)。当A点充电电压上升到与E点电压相等时，比较器Com3的输出m3为高电平，m3的上升沿触发逻辑控制及驱动电路
14203，输出栅极驱动信号G4为高，输出信号out2为低电平。图10示出了上 述情况下桥式功率开关205的输出波形，此时反馈信号fb2的占空比大于1/2， 而反馈信号fbl的占空比小于1/2。当音频输入信号Vpal大于0时，电流源L 大于电流源12,此时A点放电时间大于充电时间，B点放电时间小于充电时 间。当B点充电电压上升到与F点电压相等时，比较器Com4的输出m4为 高电平，m4的上升沿触发逻辑控制及驱动电路203，输出栅极驱动信号G4 为高，输出信号out2为低电平。图11示出了上述情况下桥式功率开关205 的输出波形，此时反馈信号fb2的占空比小于1/2，而反馈信号fbl的占空比 大于1/2。
当根据本发明的D类放大器的负反馈达到平衡时，在一个自振荡周期T 内，音频输入信号pal、反馈信号fb2和参考电压Vref将滿足以下等式。
f(r，-「—-6》=。 因此，当音频输入信号pal为0时，可得出反馈信号fb2的占空比为
山^ = *。当音频输入信号pal不等于0时，反馈信号fb2的占空比为 ^^ = + +》。由于fbl二fb2，所以当音频输入信号不等于0时，反馈信号
fbl的占空比为^& = |"-》。由此可知，根据本发明的D类放大器的自振
荡的方波占空比随着音频输入信号的大小的变化而变化，最大为1,最小为0。
根据本发明的D类音频功率放大器具有如下优点
第一，通过利用交叉负反馈形成自振荡的调制器，大大减小了传统单端 脉冲宽度调制器所带来的共模噪声(如来自高频开关的功率地线的共模噪 声)，从而提高了共模抑制比和电源抑制比并减小了输出电压的不对称问题。
第二，通过利用输入音频信号的幅度控制随机差分变化的振荡频率，使 桥式功率开关产生的谐波分布在一个较宽的频段内，困扰D类功放的电磁干 扰(EMI)得以大大降低。因此，所述D类音频功率放大器可以应用于一些 对EMI要求较高的领域。
第三，因为在桥式功率开关采用了双全H桥技术，即接负载的H桥电路 的性能状态通过另 一个镜像的H桥电路关进行反馈，所以在减小失真的同时， 可以在不用加滤波器的情况下，直接驱动负载(如喇叭)，从而大大地减小了 所述D类音频功率^:大器的应用成本。虽然已经表示和描述了本发明的一些实施例，但本领域技术人员应该理 解，在不脱离本发明的原理和精神的情况下，可以对这些实施例进行修改， 本发明的范围由权利要求及其等同物限定。
权利要求
1、一种用于D类音频功率放大器的调制器，所述调制器包括第一跨导放大器，其负输入端接收第一音频信号以及D类音频功率放大器的第二反馈信号，其正输入端接收参考输入电压；第二跨导放大器，其负输入端接收与第一音频信号反相的第二音频信号以及D类音频功率放大器的第一反馈信号，其正输入端接收参考输入电压；电容器，连接在第一跨导放大器和第二跨导放大器的输出端之间，与第一跨导放大器和第二跨导放大器相结合，以对第一跨导放大器的输出信号和第二跨导放大器的输出信号进行积分；和比较器单元，将经由电容器积分的第一跨导放大器的输出信号和第二跨导放大器的输出信号分别与第一电流源和第二电流源的输出信号进行比较，输出调制为数字信号的第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号以及第四控制信号。
2、 根据权利要求1所述的调制器，还包括第一缓冲器，用于对经由第一跨导放大器和电容器积分的第一跨导放大器的输出信号进行緩冲；和第二緩沖器，用于对经由第二跨导放大器和电容器积分的第二跨导放大器的输出信号进行緩沖，其中，第一緩冲器和第二緩冲器是单位增益緩沖放大器。
3、 根据权利要求1所述的调制器，其中，D类音频功率放大器的第一反馈信号与第二反馈信号彼此反相。
4、 根据权利要求1所述的调制器，其中，参考输入电压的大小是调制器的电源电压的二分之一。
5、 根据权利要求1所述的调制器，其中，所述积分的周期根据如下等式确定，<formula>formula see original document page 2</formula>其中，C为电容器的电容值，Gm为第一跨导放大器和第二跨导放大器的跨导，VoDA为调制器的电源电压，V-为第一音频信号的交流电压值。
6、根据权利要求1所述的调制器，其中，第一电流源和第二电流源根据如下等式确定，第一电流源/^「，+^1第二电流源/2 =<formula>formula see original document page 3</formula>其中，VoDA为调制器的电源电压，V一为第一音频信号的电压值，R为连接在电流源与比较器单元之间的电阻器的电阻值。
7、 根据权利要求1所述的调制器，其中，比较器单元包括第一比较器，其正输入端接收经由电容器积分的第一跨导放大器的输出信号，其负输入端接收第二电流源的输出信号，并输出第一控制信号；第二比较器，其正输入端接收经由电容器积分的第二跨导放大器的输出信号，并经由电阻器连接到第一比较器的负输入端，其负输入端接收第一电流源的输出信号，并经由电阻器连接到第一比较器的正输入端，并输出第二控制信号；第三比较器，其正输入端接收经由电容器积分的第一跨导放大器的输出信号，其负输入端接收第一电流源的输出信号，并输出第三控制信号；和第四比较器，其正输入端接收经由电容器积分的第二跨导放大器的输出信号，并经由电阻器连接到第一比较器的负输入端，其负输入端接收第二电流源的输出信号，并经由电阻器连接到第一比较器的正输入端，并输出第四控制信号。
8、 一种D类音频功率放大器，所述D类音频功率放大器包括前置放大器，对彼此反相的差分输入音频信号进行前置放大，并输出彼此反相的差分输出的第 一音频信号和第二音频信号；调制器，接收前置放大器输出的第一音频信号和第二音频信号以及D类音频功率放大器反馈的第一反馈信号和第二反馈信号，对所述多个信号进行调制，以输出调制为数字信号的第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号以及第四控制信号；逻辑控制及驱动电路，接收调制器输出的第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号以及第四控制信号，根据一定的逻辑规则对所述多个控制信号进行逻辑控制，以输出第一栅极驱动信号、第二栅极驱动信号、第三栅极驱动信号和第四栅极驱动信号；和桥式功率开关，包括用于输出第一反馈信号和第二反馈信号的第一 H桥电路以及用于输出驱动负载的第一输出信号和第二输出信号的第二 H桥电路，其中，第一栅极驱动信号驱动第一 H桥电路中一侧的第一 P型MOS管和第一 N型MOS管的栅极，第二栅极驱动信号驱动第一 H桥电路中另 一侧的第二P型MOS管和第二N型MOS管的栅极，第三栅极驱动信号驱动第二H桥电路中一侧的第一P型MOS管和第一N型MOS管的栅极，并且第四栅极驱动信号驱动第二 H才乔电路中另 一侧的第二 P型MOS管和第二 N型MOS管的栅极。
9、 根据权利要求8所述的D类音频功率放大器，还包括保护电路，对逻辑控制及驱动电路进行过流保护和过热保护。
10、 根据权利要求8所述的D类音频功率放大器，其中，前置放大器的放大增益设置为0dB。
11、 根据权利要求8所述的D类音频功率放大器，其中，调制器包括第一跨导放大器，其负输入端接收第一音频信号以及第二反馈信号，其正输入端接收参考输入电压；第二跨导放大器，其负输入端接收第二音频信号以及第一反馈信号，其正输入端接收参考输入电压；电容器，连接在第一跨导放大器和第二跨导放大器的输出端之间，与第一跨导放大器和第二跨导放大器相结合，以对第一跨导放大器的输出信号和第二跨导放大器的输出信号进行积分；和比较器单元，将经由电容器积分的第 一跨导放大器的输出信号和第二跨导放大器的输出信号分别与第一电流源和第二电流源的输出信号进行比较，输出调制为数字信号的第一控制信号、第二控制信号、第三控制信号以及第四控制信号。
12、 根据权利要求11所述的D类音频功率放大器，还包括第一緩沖器，緩冲经由第一跨导放大器和电容器积分的第一跨导放大器的输出信号；和第二緩冲器，緩沖经由第二跨导放大器和电容器积分的第二跨导放大器的输出信号，其中，第 一緩冲器和第二緩冲器是单位增益緩沖放大器。
13、 根据权利要求11所述的D类音频功率放大器，其中，第一反馈信 号与第二反馈信号彼此反相。
14、 根据权利要求11所述的D类音频功率放大器，其中，参考输入电 压的大小是调制器的电源电压的二分之一。
15、 根据权利要求11所述的调制器，其中，所述积分的周期根据如下等 式确定，<formula>formula see original document page 5</formula>其中，C为电容器的电容值，Gm为第一跨导放大器和第二緩冲器的跨 导，VoDA为调制器的电源电压，V州为第一音频信号的交流电压值。
16、根据权利要求11所述的D类音频功率放大器，其中，第一电流源 和第二电流源根据如下等式确定，第一电流源/广^ +^1第二电流源/2<formula>formula see original document page 5</formula>其中，VoDA为调制器的电源电压，V一为第一音频信号的电压值，R为连接在电流源与比较器单元之间的电阻器的电阻值。
17、根据权利要求11所述的D类音频功率放大器，其中，比较器单元包括第一比较器，其正输入端接收经由电容器积分的第一跨导放大器的输出 信号，其负输入端接收第二电流源的输出信号，并输出第一控制信号；第二比较器，其正输入端接收经由电容器积分的第二跨导放大器的输出 信号，并经由电阻器连接到第一比较器的负输入端，其负输入端接收第一电 流源的输出信号，并经由电阻器连接到第一比较器的正输入端，并输出第二 控制信号；第三比较器，其正输入端接收经由电容器积分的第一跨导放大器的输出 信号，其负输入端接收第一电流源的输出信号，并输出第三控制信号；和第四比较器，其正输入端接收经由电容器积分的第二跨导放大器的输出 信号，并经由电阻器连接到第一比较器的负输入端，其负输入端接收第二电流源的输出信号，并经由电阻器连接到第一比较器的正输入端，并输出第四 控制信号。
18、 根据权利要求11所述的D类音频功率放大器，其中，所述逻辑规 则包括如下规则第一控制信号的上升沿触发下列信号第一栅极驱动信号为高电平，第 二栅极驱动信号、第三栅极驱动信号和第四栅极驱动信号为低电平；第二控制信号的上升沿触发下列信号第一栅极驱动信号为低电平，第 二栅极驱动信号和第三栅极驱动信号为高电平；第三控制信号的上升沿触发下列信号第四4册极驱动信号为高电平；和第四控制信号的上升沿触发下列信号第四栅极驱动信号为高电平。
19、 如权利要求8所述的D类音频功率放大器，其中，第一H桥电路中 的第一P型MOS管和第二P型MOS管具有相同的沟道长度和宽度，第一H 桥电路中的第一 N型MOS管和第二 N型MOS管具有相同的沟道长度和宽 度；第二H桥电路中的第一P型MOS管和第二P型MOS管具有相同的沟道 长度和宽度，第二H桥电路中的第一N型MOS管和第二N型MOS管具有 相同的沟道长度和宽度；第二H桥电路中的第一P型MOS管的沟道宽度与 第一 H桥电路中的第一 P型MOS管的沟道宽度相同，并且第二 H桥电路中 的第一P型MOS管的沟道长度是第一H桥电路中的第一P型MOS管的沟道 宽度的1000倍；第二H桥电路中的第一N型MOS管的沟道宽度与第一H 桥电路中的第一N型MOS管的沟道宽度相同，并且第二H桥电路中的第一 N型MOS管的沟道长度是第一H桥电路中的第一N型MOS管的沟道宽度 的1000倍。
20、 如权利要求8所述的D类音频功率放大器，其中，第一H桥电路输 出端之间集成一个电阻器，其阻值为D类音频功率放大器的负载阻值的整数倍。
21、 如权利要求20所述的D类音频功率放大器，其中，所述整数为1000。
全文摘要
本发明提供了一种D类音频功率放大器以及用于其的调制器。调制器包括第一跨导放大器，负输入端接收第一音频信号以及D类放大器的第二反馈信号，正输入端接收参考输入电压；第二跨导放大器，负输入端接收与第一音频信号反相的第二音频信号以及D类放大器的第一反馈信号，正输入端接收参考输入电压；电容器，连接在第一和第二跨导放大器的输出端之间，与第一和第二跨导放大器相结合，以对第一跨导放大器的输出信号和第二跨导放大器的输出信号进行积分；和比较器单元，将经由电容器积分的第一跨导放大器的输出信号和第二跨导放大器的输出信号分别与第一电流源和第二电流源的输出信号进行比较，输出调制为数字信号的第一至第四控制信号。
文档编号H03F3/20GK101465622SQ200710301270
公开日2009年6月24日 申请日期2007年12月18日 优先权日2007年12月18日
发明者杨勇刚 申请人:北京东微世纪科技有限公司