合成器、合成器模块、以及具有该合成器的接收装置、电子设备的制作方法

专利名称：合成器、合成器模块、以及具有该合成器的接收装置、电子设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种合成器、合成器模块、以及具有该合成器的接收装置、电子设备。
背景技术：
以下，利用图14对例如专利文献1中公开的进行基准振荡器的温度补偿的以往的 合成器进行说明。图14是以往的进行基准振荡器的温度补偿的合成器的框图。在图14中，以往的 合成器100中，从基准频率振荡器101输出的基准振荡信号由第1分频器102进行分频之 后输入至比较器103。进而。比较器103的输出信号在低通滤波器104中进行积分，转换 为具有直流附近的频率的信号。基于该信号电压值，压控振荡器105将振荡信号作为本地 信号进行输出。然后，压控振荡器105将振荡信号输入至第2分频器106。在第2分频器 106中，以按照信道指定而由控制电路107所指定的分频数对振荡信号进行分频，并输出至 比较器103。在比较器103中，对来自第2分频器106的输入信号与来自第1分频器102的 输入信号进行比较。以上是基本的合成器的动作。在图14所示的合成器100中，还根据温度传感器 108检测出的温度控制第2分频器106的分频数。对其动作进行简单说明。由温度传感器 108检测周围温度，由A/D(模拟/数字)转换器109将其温度转换为数字信号。从预先存 储了根据温度的修正值的EEPROM(在电学上可改写内容的读出专用存储元件)等的存储器 110读出与A/D转换器109的输出相应的修正值，并输出至控制电路107。控制电路107根 据从存储器110输出的修正值改变第2分频器106的分频数。第2分频器106具有累加器，通过对累加器输入分频数来改变分频数。图15是表 示第2分频器106内的以往的累加器的结构图。利用图15以二进制19位的累加器为例对 以往的改变分频数的方法进行说明。图15中，以往的累加器111具有第1触发器113，该第1触发器暂时保持由控制电 路107 (图14)输入的分数分频数N的数据，并在时钟信号的上升沿由Q端子将分数分频数 N的数据发送至加法器112。再有，累加器111具有第2触发器114，该第2触发器114暂时 保持由第1加法器112输入的累加值数据，并在时钟信号的上升沿由Q端子将累加值数据 发送至第1加法器112。在第1加法器112中，来自第1触发器113与第2触发器114的输 入数据的相加结果溢出(overflow)时，将溢出数据即值“ 1”发送至构成第2分频器106 (图 14)的第2加法器(并未图示)。也就是说，仅在图15的累加器111输出溢出数据时，可变 分频器15 (图14)的分频比为M+1，除此之外的分频比为M。在由这种结构构成的以往一般的合成器中，改变分频器时暂时将第2分频器106 复位，之后选择所希望的分频比。也就是说，如图15所示那样在第2触发器114的D端子 连接复位部115，改变分频比时，首先在复位部115的R端子输入复位信号。由此，使累加 器111中积累的数据返回至预先设定的数据。其原因是由于累加器111中积累着过去的数据，因此如果不对这些进行复位则对所希望分频比的切换将出现延迟。例如，若将分数分频数设为219，将累加器的动作频率设为5MHz，则在不进行复位(保持着过去的累加值的状态 下)改变分频比时，最大将出现0. 1秒的切换延迟。因此，必须将累加器111的初期值复位 至预先设定的值。图16是表示第2分频器106 (图14)的动作的时序图。为了使说明简单，图16的 时序图表示使用了二进制下3位的累加器的情况。在设定分数分频数N = 3的情况下，时 钟信号a的第3个上升沿时，累加值b为“9”，超过了二进制3位的最大值即“8”从而引起 进位。由此，作为溢出数据c发送“1”，分频比d为“M+1”。与此同时，进位之后的剩余数据 即“1”输入至第1触发器113 (图15)。在此，由控制电路107输入的分数分频数N从“3” 变为其他值时，在图15的以往累加器111中，对复位部115输入复位信号，输入至第2触发 器114的累加值返回至0从而被复位。一般情况下，以往的合成器在便携式电话的信道切换中使用的情况较多。但是，例 如将以往的合成器100用于数字电视的接收机等时，在进行对应温度变化的第2分频器106 的控制时，每次第2分频器106都会被复位。在此瞬间，振荡器105的振荡频率(合成器的 输出频率)会出现大幅变动，振荡频率的功率与其附近的噪声的比即相位噪声增大。通常， 由于该振荡频率用于本地信号等，因此本地信号的相位噪声性能的恶化将引起接收信号的 C/N(Carrier/Noise 载波/噪声)特性的大幅度劣化。在此，所谓C/N是是接收信号与噪声 之比，若该C/N减小则引起解调侧的BER(Bit Error Rate:误码率)的增加，从而使接收状 态恶化。例如，在电视中该C/N恶化期间，将处于接收状态恶化不能进行接收本身的状态。专利文献1 特开平3-209917号公报

发明内容
本发明提供一种在分频器的分频比切换时相位噪声的劣化较少的合成器。本发明的合成器具有比较器，输入从基准振荡器输出的基准振荡信号；振荡器， 基于比较器的输出信号输出振荡信号；分频器，其基于来自控制部的控制对振荡器的输出 信号进行分频。还具有频率误差检测部，其检测预先设定的频率与基于基准振荡信号的频 率之间的误差。另外，比较器对来自分频器的输出信号与来自基准振荡器的输出信号进行 比较并将表示比较结果的信号输出至振荡器。再有，控制部基于频率误差检测部的输出信 号改变分频器的分频比，并且在将分频比保持为过去的值的状态下改变分频比。根据这种结构，本发明的合成器对应温度变化改变分频器的分频比时，并不对分 频器进行复位(保持过去的累加值的状态下)改变分频比。因此，能够将分频比改变时的合 成器的输出频率变化抑制的较小，可以防止相位噪声的劣化，防止接收性能指标的C/N特 性的劣化。


图1是表示本发明的电子设备的一实施方式的结构图。图2是表示该实施方式中的累加器的结构图。图3是表示该实施方式中的分频器的动作的时序图。图4A是表示该实施方式中的分频器的其他动作的时序图。
图4B是表示该实施方式中的分频器的其他动作的时序图。图4C是表示该实施方式中的分频器的其他动作的时序图。图5是表示该实施方式中的其他累加器的结构物。图6是表示使用了该实施方式中的其他的累加器的分频器的动作的时序图。图7A是表示该实施方式的分频比变化时的振荡器频率变化的图。图7B是表示以往的合成器的分频变化时的振荡器频率变化的图。图7C是放大表示图7B的主要部分的图。图8A是本发明的一实施方式中的比较器4的框图。图8B是该比较器4的内部电路图。图8C是表示该比较器4的输出状态的状态转移图。图8D是该比较器4的波形的上升的说明图。图9A是表示该实施方式中的分数分频数马上要切换之前的频谱的状态的图。图9B是示意地表示该实施方式中的规定载波的频谱的图。图9C是示意地表示该实施方式中的其他规定载波的频谱的图。图IOA是表示使用了水晶振荡器时的该实施方式的合成器的C/N特性与以往的合 成器的C/N特性的比较的图。图IOB是表示使用了 MEMS振荡器时的该实施方式的合成器的C/N特性与以往的 合成器的C/N特性的比较的图。图11是本发明的一实施方式即合成器模块的示意图。图12是本发明的一实施方式即合成器模块的其他示意图。图13是本发明的一实施方式即合成器模块的另外的示意图。图14是表示以往的合成器的结构图。图15是表示以往的合成器的累加器的结构图。图中1-合成器2-MEMS 振荡器3-第1分频器4-比较器5-振荡器6-第2分频器7-控制部8-温度传感器9-累加器11-第1触发器12-第2触发器13-第1加法器14-第2加法器15-可变分 频器17-环路滤波器
18-电荷泵20-基底基板21-MEMS 振子
22-电视接收用模块23-天线24-第1滤波器25-LNA26-第2滤波器27-平衡器28-复位控制部29-混合器30-接收装置31-接收设备32-信号处理部33-显示部34-芯片部件
具体实施例方式(实施方式1)以下，利用附图对实施方式1的合成器进行说明。图1是使用了本发明的一实施 方式的合成器的电子设备的结构图。在图1中，接收装置30具有合成器1、作为输出基准振荡信号的MEMS(Micrc) Electro Mechanical Systems 微机电系统)元件的振荡器(下面，记为MEMS振荡器)2。 MEMS振荡器2的基准振荡频率fREFl为10MHz。再有，接收装置30具有第1分频器3，其 对MEMS振荡器2的输出进行1/2分频；混合器29，基于从合成器1输出的振荡信号转换接 收RF(Radic) Frequency 射频)信号的频率。电子设备31具有信号处理部32，其连接于 接收装置30的混合器29的输出侧；显示部33，其连接于信号处理部33的输出侧。合成器1具有比较器4，其与第1分频器3连接；压控振荡器(以下，记为振荡 器)5，其经由电荷泵(charge pump) 18以及环路滤波器17连接于比较器4。再有，合成器 1具有控制部7，其基于接收机信道切换请求信号控制分频数；第2分频器6，根据从控制 部7输出的分频数对振荡器5输出的振荡信号的频率(fVCO)进行分频。另外，合成器1具 有温度传感器8，该温度传感器8检测周围温度，并将检测出的温度所对应的信号输出至控 制部7。在此，即使要从振荡器5获得预先设定的规定频率的振荡信号，由于周围的温度变 动，在与基于MEMS振荡器2输出的基准振荡信号的频率之间产生频率误差。温度传感器8 具有检测该误差的功能。也就是说，温度传感器8具有检测预先所设定的频率与基于基准 振荡信号的频率之间的误差的频率误差检测部的功能。第2分频器6具有累加器9，输入从控制部7输出的分数分频数并输出溢出值； 第2加法器14，其对累加器9的输出与从控制部7输出的整数分频数M进行相加。再有，第 2分频器6具有可变分频器15，其基于第2加法器14的输出对从振荡器5输出的信号的频率进行分频。下面对由以上结构构成的本实施方式的接收装置的动作进行说明。从MEMS振荡 器2输出的基准振荡信号由第1分频器3进行1/2分频之后，输入至合成器1的比较器4。 比较器4的输出由电荷泵18转换为电流分量。然后，电荷泵18的输出由环路滤波器17接 收，仅取出直流附近的分量并提供给振荡器5。环路滤波器17，由根据电容器的来自比较器 4的电流(电荷)的充电部分、使低频率通过的低通滤波器构成。此外，本实施方式中，比较 器4的输出经由电荷泵18、环路滤波器17输出至振荡器5。但是，比较器4的输出也可以 与振荡元件5之间不介入其他电路而直接与振荡器5连接。只要构成为基于比较器4的输 出信号，振荡器5输出振荡信号并输入至第2分频器6即可。第2分频器6基于来自控制部7的控制信号对振荡器5的振荡信号进行分频并输 出至比较器4。比较器4中对来自第2分频器6的输入信号与来自上述第1分频器3的输 入信号进行比较，并将表示比较结果的信号输出至振荡器5。通过以上的反复合成器1进行 动作。
然而，控制部7基于检测温度的温度传感器8的输出信号，对第2分频器6发送适 当的整数分频数M与分数分频数N的控制信号，从而改变第2分频器6的分频比。也就是 说，输入至第2分频器6的分频数由输入分频数M的整数部分与输入分频数N的分数部分 构成。在改变分频比时，控制部7在并不对第2分频器6进行复位的情况下改变至所希望 的分频比。也就是说，并不返回至预先规定的值，在将第2分频器6保持在过去的值的状态 下改变为所希望的分频比。由此，能够实现一种在切换第2分频器6的分频比时，相位噪声 特性不易发生恶化的合成器。另外，同时也能够确保作为接收器的C/N特性，能够实现接收 特性并不劣化的接收机。此外，此处所说明的振荡器5，是由直流电压而频率摆动(swe印) 的 VCO(VoltageControl Oscillator 压控振荡器)。此外，本实施方式的合成器模块具有合成器1、和由振子构成的MEMS振荡器2，其 中的振子由MEMS元件构成，MEMS振荡器2的输出信号经由第1分频器3输入至比较器4。接下来，对构成图1的第2分频器6的累加器9进行说明。图2是表示本实施方 式的累加器9的结构图。作为一例图示了二进制下19位的累加器。在图2中，累加器9具 有第1触发器11，该第1触发器11暂时保持由控制部7 (图1)输入的分数分频数N的数 据，并在时钟信号(fREF :5MHz)的上升沿由Q端子将分数分频数N的数据发送至加法器13。 再有，累加器9具有第2触发器12，该第2触发器12暂时保持由第1加法器13输入的累加 值数据，并在时钟(fREF :5MHz)的上升沿由Q端子将累加值数据发送至第1加法器13。在 第1加法器13中，来自第1触发器11与第2触发器12的输入数据的相加结果为由二进制 19位能够表示的值以上时，将溢出数据即值“1”发送至第2加法器14(图1)。此外，图2 中虽然表示1位的触发器11、12，但是实际需要19位份，需要19组的触发器11、12。另外， 加法器13也为19位份的加法器。图1中，由第2加法器14对溢出值“1”与整数分频数M进行相加，相加结果“M+1” 的值输入至可变分频器15。也就是说，仅在图2的累加器9输出溢出数据时，可变分频器 15的分频比为M+1，除此以外的时候分频比为M。因此，第2分频器6的分频比由(式1)表示。(式1)
另外，此时的振荡器5的振荡频率由(式2)表示。(式2) 此外，由(式1)表示的分频比中的第1项表示整数分频比，第2项表示分数分频 比。另外，本实施方式中，示意地构成为在第2加法器14中对溢出数据与整数分频数 M进行相加，并将其结果输入至可变分频器15。但是，也未必需要第2加法器14，在具有将 溢出数据与整数分频数M各自个别地进行输入，能进行M或者M+1的不同的分频动作的可 变分频器的情况下，也能够实现同等的动作。如上所述，在本实施方式中，作为累加器9，在由控制部7输入的分数分频数N变更 为其他值时，没有像以往那样输入复位信号后输入至第2触发器12的累加值返回至“0”。 利用表示第2分频器的动作的时序图对此进行说明。首先，对图1所示的合成器1接收到信道切换请求信号并进行信道变更时控制部 7控制第2分频器6的动作进行说明。图3是表示本实施方式的第2分频器6的动作的时序图。图3表示使用了二进制 19位的累加器的情况。图3中，在时钟信号(fREF2)a的上升时累加器9的累加值b顺序相 力口。通过在T = t0输入信道切换请求信号，从而分数分频数切换信号e在时刻T = t0变 为“H”。直至累加器9的累加值b成为219—1的时刻T = t0的时间内，输入分数分频数N = 1，其后输入分数分频数N = 219—1。该情况下，由于没有如以往的累加器那样累加值复位为 0(没有返回至预先设定的值，保持过去的累加值的状态下)，因此在时刻T = to的时间点 的累加器9的累加值219—1上加上新的分数分频数即219—1。因而，在该时间点溢出数据c输 出“ 1 ”，分频比d在该时间点从M变为M+1。接下来，对控制部7基于图1的温度传感器8的输出信号控制第2分频器6的动 作进行说明。作为基准振荡器的MEMS振荡器2的温度变化是改变合成器的分频比的主要 原因之一，该温度变化与接收机信道变更时的情况不同，是连续的。另外，与信道变更时相 比，伴随着基准振荡器的温度变化的分频比的变化量较小。图4是表示基于温度传感器8 的输出信号的本实施方式的第2分频器的动作的时序图。温度是模拟量，没有像信道切换请求信号那样的大的变化。因此，图1的控制部7 逐渐输出改变分数分频数N的信号。图4表示基于温度传感器8的输出微细地改变分数分 频数N时的时序图。为了简单起见表示使用了3位的累加器9的例子。使分数分频数切换 信号e的值N从“1”至“8”逐一微细增加的情况下，分频比d的值(M，M+1)的发生频度如 累加器输出的溢出数据c所示那样进行变化。与此同时，分频比d从M平缓地过渡至M+1。 另外，同样地，随着分频比d的过渡，局部振荡器的输出频率也发生变化。此外，图3中，虽 然示例了整数分频数M不变化而将分数分频数N从“1”至“219—1”大幅度地切换从而振荡器 5输出的振荡频率发出较大变化的例子，但是如整数分频数M变化这种信道变更的情况也相同。在此，对根据信道变更时的分频比的改变与根据温度补偿时的分频比的改变进 行具体说明。首先，对根据温度补偿的分频比的改变进行说明。在该具体例子中使用硅 振子，硅振子与水晶振子相比对于温度的频率变动较大，例如，使用1次频率温度系数为 30ppm/°C的硅振子。再有，对使用由硅振子、驱动该硅振子的驱动器电路构成的基准振荡器 即所谓的MEMS振荡器2的情况进行说明。另外，假定在单波段(one seg)广播中使用的信 道为13信道(中心频率473. 143MHz)，基准振荡频率为IOMHz，在某瞬间温度变动-3. 3°C。从进行图1的1/2分频的第1分频器3输出的时钟信号a的比较频率(fREF2)，在 温度变动前为5ΜΗζ(10ΜΗζ/2)。另外，从振荡器5输出的频率为在473. 143MHz上加上中间 频率0. 5MHz之后的473. 643MHz。因此，第2分频器6的合计分频数K为473. 643MHz/5MHz =94. 7286。也就是说，整数分频数M = 94，分数分频比N = O. 7286，上述的分数分频比的 分子部分即分数分频数N = 381996(这是由N/219 = 0. 7286导出)。其中，零数舍去。接下来，对产生了 -3. 3°C的温度变动的情况进行说明。该情况下，作为基准频率， 在30ppm/°C X 3. 3°C = IOOppm的情况下为IkHz的变动幅度。也就是说，基准振荡频率 从 IOMHz 向 10. OOlMHz 变动。另外，比较频率 fREF2 = 10. 001/2 = 5. 0005MHz。因此，若 要将中间频率保持在温度变化前的473. 643MHz,则需要第2分频器6的合计分频数K为 473. 643MHz/5. 0005MHz = 94. 719128。
也就是说，整数分频数M = 94与温度变化前为同一值，分数分频比需要变更为 0.719128。即，需要变更为分数分频数N = 377030 (这是由N/219 = 0. 719128导出)，其中
零数舍去。在此，为了修正频率变动部分而改变的分数分频数N的差值为381996-377030 = 4966。该值与分数分频数N的最大变化值219—1相比，仅是小的值。接下来，对信道变更时分频比的改变进行说明。使用的信道在15个信道中改变的 情况下，其中心频率设定为485. 143MHz。基准振荡频率如果是没有温度变动的上述条件，则 从振荡器5输出的频率为加上了中间频率0. 5MHz之后的485. 643MHz。因而，第2分频器 6的合计分频数K为485. 643MHz/5MHz = 97. 1286。也就是说，整数分频数M为97，分数分 频比为0. 1286，上述的分数分频比的分子部分即分数分频数N为67423 (由N/219 = 0. 1286 导出)。与13信道的分数分频数N的差值为381996-67423 = 314573。该值与分数分频数 N的最大变化值219—1相比约为60%。另外，与13信道的整数分频数M的差值为97-95 = 2。如上述，若对温度补偿时与信道变更时进行比较，则伴随着局部振荡器的温度变动的温 度补偿时的分频比的变化量较小。因此，在使分数分频数N的变化量较小的振荡器5的温度补偿中，不用将累加器9 的累加值复位至0(保持过去的累加值的状态下)，只要连续地控制分数分频数N即可。由 此，能够将分频比改变时的MEMS振荡器2的输出频率的变化抑制的较小。也就是说，成为 与信道切换这种的大幅度的分频比改变不同的控制动作。如上述说明，在本实施方式中，控制部7基于温度传感器8的输出控制第2分频器 6时，由控制部7输出的整数分频数M相对于过去的值没有改变。也就是说，在相对于过去 的值仅改变分数分频数N的情况下，并不将累加器9的累加值返回至预先设定的值而是加上分数分频数N。由此，能够抑制以往所产生的伴随着累加器9的复位的相位噪声。因而，对于在温度变动剧烈的条件下使用的合成器非常有效。此外，在图1中，控制部7基于温度传感器8的输出控制第2分频器6时，在由控 制部7输出的整数分频数M变位比过去的值更大的值时，可以将累加器9的累加值暂时复 位至最小值即“0”，之后，进行改变后的分数分频数N的相加。由此，能够减少分频比改变 时的合成器1的相位噪声性能劣化。具体而言，由于基准振荡器的温度变化，将分频比从 “8. 999，，改变至“9. 001 ”时，整数分频数M从“8，，改变至“9，，，分数分频比从“0. 999，，改变 至“0. 001”。该情况下，分数分频比从“0. 999”往“0. 000”大幅变化。但是，本实施方式的 合成器1在分频比改变时并不对累加器9中积累的累加值进行复位(确保保持过去的累加 值的状态)。因此，在改变分频比的瞬间分频比会成为接近于“9. 999”的值。因而，在整数 分频数M相对于过去的值改变为大的值时，通过将累加器的累加值暂时复位为最小值“0”， 使分频比暂时为“9. 000”，从而能够平滑地使分频比变化，能够抑制合成器的相位噪声性能 的劣化。同样，在图1中，基于温度传感器8的输出经由控制部7控制第2分频器6时，在 由控制部7输出的整数分频数M变位比过去的值更小的值情况下，可以将累加器9的累加 值暂时复位至最大值(例如，在二进制19位的累加器时最大值为219—1)，之后，进行改变后 的分数分频数N的相加。该情况下也与上述同样，能够平滑地使分频比改变，能够抑制合成 器的相位噪声性能的劣化。此外，在使用了本实施方式的合成器1的接收装置30中改变接收信道时，控制部 7改变整数分频数M与分数分频数N的双方来控制第2分频器6。再有，此时基于温度传感 器8检测出的温度控制第2分频器6时，也可以仅改变分数分频数N来控制第2分频器6。 由此，基于温度传感器8检测出的温度来控制第2分频器6时，不需要改变整数分频数M。另外，仅在使用了本实施方式的合成器1的接收装置30改变接收信道的情况下， 可以如以往那样对第2分频器6进行复位。也就是说，由图3可知，在不对累加器9进行复 位的情况(保持过去的累加值的情况)下，在与进行复位的情况同样的发生累加值=0的 状态的时刻T = tx时的期间Te (219—1时钟份)，为不能实现所希望的分频比的期间。此外 的期间Tc为分频比正确的期间。若设定时钟频率a的比较频率fREF = 5MHz，则能够实现 所希望的分频比的是，改变了分数分频数N之后的l/5(MHz) X219-1 =约0. 1秒之后。日本 的数字电视广播的情况下，由于 OFDM(OrthogonalFrequency Division Multiplexing 正 交频分复用)的1符号时间约为1ms，因此100符号部分的数据受到影响。因而，可以仅在 改变接收信道的情况下对累加器9进行复位。图5是仅在改变接收信道时对累加器9进行复位的累加器9的结构图。与图2所 示累加器9不同，具有复位控制部28。复位控制部28仅在信道切换请求动作时进行复位。 在图5中，信道切换请求信号以仅在信道切换请求动作时为“H”的方式进行设定，复位信号 也以仅在复位起动时为“H”的方式进行设定。因此，即使假定与分频比的改变联动地复位 信号被起动，也仅限于信道切换请求动作时第2触发器12被复位从而累加值返回至0。另 夕卜，在不是信道切换请求动作时而是温度补偿动作时，即使改变分频比也不对第2触发器 12进行复位，而是继续进行累加。利用图6所示的时序图，对如此改变分数分频数N时输入复位信号从而将累加值复位至O的情况下的分频器的动作进行说明。图6与图3同样，表示使用了二进制19位的 累加器9的情况。直至累加器9的累计值b成为219—1的时刻T = tl的时间内，输入分数 分频数N = 1，在时刻T = tl分数分频数改变至N = 219Λ该情况下，在时刻T = tl t2 的期间，信道切换请求信号与复位信号f输入至图5的复位控制部28，累加值复位至O。因 此，即使在改变了分数分频数N的时刻T = t2以后，也能够立即实现所希望的分频比。此 夕卜，虽然图6中示例了在整数分频数M不改变的情况下仅将分数分频数N从1大幅度地切 换至219—1从而振荡器5所输出的振荡频率出现较大变化的例子，但整数分频数M变化的情 况也同样。这样，通过根据分频比改变的原因来区别对待是否实施第2分频器6的复位，能够实现信道切换请求动作的高速化与温度补偿动作中的相位噪声的优化，可以提高接收装置 的整体性能。如上述说明，本实施方式的合成器1基于检测MEMS振荡器2的温度的温度传感器 8的输出信号，来控制伴随着图1的基准振荡器即MEMS振荡器2的温度变化的振荡频率的 变动时，不对第2分频器6进行复位(处于保持过去的累加值的状态下)。一般情况下，与 接收机的信道变更的情况不同，改变合成器的分频比的主要原因之一即基准振荡器的温度 变化是连续的。另外，与信道变更时相比，伴随着基准振荡器的温度变化的分频比的变化量 较小。因此，如本实施方式所示，伴随着MEMS振荡器2的温度变化改变分频比时，不对第2 分频器6进行复位(处于保持过去的累加值的状态下)，这样能够抑制相位噪声的产生。图7A、图7B是表示改变第2分频器6的分频比时振荡器5的振荡频率在时间上如 何变化的图。图7A是表示本实施方式的合成器1的振荡频率的时间变化。图7B是表示以 往的合成器的振荡频率的时间变化。图7C是对图7B的R部分进行放大的图。图8A 图 8D是比较器4的说明图。图8A是比较器4的框图。图8B是构成比较器4的内部电路图。 图8C是表示比较器4的输出状态的状态转移图。图8D是波形上升沿的说明图。图7A、图7B中在时刻tl改变第2分频器6的分频比。在时刻tl以后，在图7B中 观察到较大的频率变化g。这是由于对第2分频器进行了一次复位而引起的。与此相对，在 图7A中，时间tl以后没有观察到大的频率变化。这是因为没有进行第2分频器6的复位 (处于保持过去的累加值的状态下)，分频比被平滑地改变。由此，本实施方式合成器可以 防止分频比变化时的相位噪声特性的大幅度劣化。另外，作为接收器使用的情况下，可以防 止接收性能的指标即C/N的劣化。另外，若进行复位动作从而频率出现较大变化，则合成器如图7C所示那样进行周 跳(cycle slip)动作CS并接近目标频率。此外，图7C表示进入锁定状态之前的状态。所 谓锁定状态是指图8A中的输入1以及输入2的相位、频率一致的状态。处于该状态时，合 成器进行锁定。接下来，利用图8A D对比较器4的动作进行说明。在图8A中，比较器4被称为 相位频率比较器，具有对输入信号的频率、相位进行比较的功能。在图8A、图8B中，D触发 器35中输入了输入1 (第1分频器3的输出即fREF2)。D触发器36中输入了输入2 (第2 分频器6的输出)。NAND电路37对D触发器35、36提供复位信号。在D触发器35以及D 触发器36的D端子总输入“1”。在图8C中若比较器4 一开始设置于“没有输出”的状态，则图8B中VCOup以及VCOdown的输出都处于“low”状态。在该状态下，首先对D触发器35输入了输入1，检测到 图8D所示的上升沿后，D触发器35的输出即“VCOup”变为“High”。也就是说，转移至图8C 中的“VCOup”状态。在该“VCOup”状态中，对D触发器36输入了输入2，若检测到图8D所 示的上升沿，则D触发器36的输出即“VC0_dOWn”变为“High”。也就是说，转移至图8C中 的“没有输出”的状态。利用图8B对该电路动作进行说明，VCOup、VCOdown的双方的输出 变为“High”，NAND电路36的输出变为“Low”。因此，2个D触发器被复位从而其输出变为 “Low”，转移至图8C中的“没有输出”的状态。前面所说明的周跳动作CS是通过使输入1以及输入2的相位差为O °或者180度 而引起的。这是因为尽管2个信号的频率不一致，但在上述的O度、180度判定为相位(脉 冲信号的边沿)一致，下一个瞬间相反地判定为相位延迟、超前(在下一个O度、180度处返 回原来状态)。一边反复，输出信号一边逐渐接近目标值。引起该周跳动作CS的频率范围 称为锁定范围LR(图7C)。目前的频率与分数分频数切换之后的频率的差值为锁定范围LR 以内的情况下，频率成为大致近似的值，出现锁定相位的动作(之前为频率锁定动作)。也 就是说，在该锁定范围LR的范围内，若设定下一个目标频率(分频数)，则频率的收敛时间 变得更快，从而使本发明的效果更加明显。具体而言，图4中所说明的分数分频数马上要切换之前(N的切换之前)的频率、 与切换之后的频率的差值，收纳于该锁定范围以内即可。此时，切换周期Tl越短，则越能够 减少一次的频率调整量(马上要切换之前的频率与切换之后的频率之差)，收敛时间越短。 此外，在输出信号的频率为500MHz至IGHz左右的合成器中，该锁定范围为1 5kHz，相对 于输出信号的频率为1 IOppm左右。也就是说，如果将1次的频率调整量至少设定为合 成器输出信号的频率的Ippm以下，就能达成所述目的。另外，温度的检测(即，根据温度的 频率变动量的检测)与频率修正的定时、周期未必一致。图9A是表示分数分频数马上要切换之前(N的切换之前)的频率与切换之后的频 率的差值比锁定范围LR大的情况(下面，将该条件称为“条件1”)、与在锁定范围以内的情 况下(下面，将该条件称为“条件2”)的频谱的状态的图。在图9A中，实线是条件1的谱 线，由单点虚线表示的包络线a是连接了条件1的谱线的峰值部分的包络线。另外，由虚线 表示的包络线b是连接了条件2的谱线的峰值部分的包络线。对包络线a与包络线b进行 比较，在相位噪声水平上包络线1较大。也就是说，在条件1中合成器的输出信号的相位噪 声较大。若相位噪声较差，则C/N恶化，其结果将带来接收性能的恶化。图9B示意地表示条件2中的OFDM的多载波的频谱，表示的是5条载波Al A5。 在此，载波A2的相位噪声对相邻载波Al、载波A3的影响(从载波A1、A3观测的噪声水平) 较小。图9C示意地表示条件1中的OFDM的多载波的频谱，表示的是5条载波Al A5。 在图9C中，与条件2相比，载波A2的相位噪声对相邻载波Al、载波A3的影响较大，这将引 起所述的C/N恶化或接收性能恶化。根据以上的频谱观察可知，使分数分频数切换之前(N 的切换之前)的频率与切换之后的频率的差值在锁定范围以内所带来的效果显著。此外，本发明中 的所谓“分数分频数切换之前的频率”是指分数分频数在某瞬间切 换至m时、马上要切换至m之前的合成器的输出信号的频率。另外，本发明中的所谓“分 数分频数切换之后的频率”是指分数分频数切换至m之后、直至进而切换至N2的期间中的合成器输出信号的频率。若以图4为例进行说明，则在分数分频数从N = 1切换至N = 2的情况下，分数分 频数N = 1的状态即期间TA中的合成器的输出信号的频率相当于“分数分频数切换之前的 频率”，分数分频数N = 2的状态即期间TB中的合成器的输出信号的频率相当于“分数分频 数切换之后的频率”。图10A、图IOB是表示使用了本实施方式的合成器时的单波段电视广播的接收状 态的变化的图。图IOA是表示作为基准振荡器使用了水晶振子时的变化的图。图IOB是表 示作为基准振荡器使用了由硅振子构成的MEMS振荡器时的变化的图。在各图中，实线a表 示对累加器9进行了复位的情况下的变化，实线b表示没有对累加器9进行复位的情况下 (保持过去的累加值的状态的情况下)的变化。在各图中，由实线a、b可知，根据有无复位 的差异表现出来。在此，本次使用的水晶振子中并没有使用TCXO(温度补偿型水晶振荡器) 或精密规定了切割角度的水晶振子，而采用了比较廉价的而且容易获得的器件。该水晶的 频率温度特性在使用温度范围-30°C 85°C的温度范围中是士 lOOppm。虽然不是高价的水 晶，但是由于与其他材料相比具有较好的温度特性，因此基于该温度传感器8的检测结果 的第2分频器6的控制间隔，比使用了 MEMS振荡器时长。
首先，第一对使用了水晶振荡器的图IOA进行说明。实线a的有复位的情况下，在 进行了温度修正的复位的时刻表示接收状态的指标即C/N如波形ρ所示那样恶化。尽管复 位是瞬时性的，但是C/N的恶化长期持续将引起如下的系统性问题，即虽然在解调侧对准 偏移的中间频率，但将耗费时间。由实线b表示的没有复位(保持过去的累加值的状态) 的情况下，大致保持良好的C/N性能。第二对使用了 MEMS振荡器的图IOB进行说明。在此，如前所述在硅振子的情况下， 由于频率温度特性为30ppm/°C较差，因此必需缩短修正的间隔，也就是说缩短复位的间隔 短从而频繁地引起复位。例如，在本实施方式中，将修正间隔设定为50msec。图IOB中，在 由实线a表示的有复位的情况下，由于初期状态中没有开始温度控制，从而处于频率变动 较少的状态下，因此得到比较好的C/N。但是，之后需要基于温度传感器8的检测结果来改 变第2分频器6的分频比，可知一旦对第2分频器6进行复位，则如图q所示那样C/N特性 大幅度地劣化。另外，由于第2分频器6的温度控制的间隔为50msec比较频繁，因此在C/ N特性恢复之前下一个控制期间又会到来，从而如波形r所示那样C/N特性维持在不佳的状 态。这样频繁地进行复位的状态下，会出现C/N并未恢复至良好的状态而维持在不佳状态 的结果。虽然此时处于局部振荡器的频率符合所希望的频率的状态，但是由于频繁的复位 而引起C/N的劣化。在电视的接收功率较大的场所，有可能在该状态下进行接收，但是若接 收功率较小，则产生不能进行接收的问题，接收机的主要性能即最小输入灵敏度特性恶化。 此外，C/N值不仅表示完全的瞬时值，由于还表示某一定期间的评价值，因此如图IOB的实 线a的有复位那样，观测到C/N大致没有变动处于较差的状态。这是因为所述的修正间隔 短。与此相对，本实施方式的合成器的C/N特性如图IOB中的实线b所示，几乎看不到 C/N特性的劣化。由上述可知，如MEMS振子那样在基准振荡器中使用了具有大的频率温度 特性的振子的情况下，本实施方式的合成器特别有效。此外，在如MEMS振子那样具有较大的频率温度特性的情况下，通过减小温度控制间隔能够将第2分频器6的分频比的变化量抑制得较小。因此，在分频比改变时不进行复 位的情况下(保持过去的累加值的状态)，可以将分频比改变时的频率误差抑制得较小。另外，水晶振子的例子即图IOA的时间轴是为了清楚地表示C/N的劣化，而对比 MEMS振子例子即图IOB的时间轴更短的时间宽度进行监视的结果。由以上的例子可知，基于温度传感器8的检测结果进行第2分频器6的控制时，不 需要如接收信道切换请求时那种较大的频率变化。因此，即使不对第2分频器6进行复位 在保持过去的累加值的状态下，即没有返回至预先设定的值的状态下，到达所希望的分频 比的时间也比较短。如以上说明，通过使用本实施方式的合成器，可以抑制分频比改变时的C/N劣化。 例如，在电视的情况下可以进行不间断的、连续的接收。另外，即使是便携式电话的情况下， 也不需要进行复杂的控制，可以谋求系统的简单化。此外，以往在电视的信道变更时，转移至下一个信道的过程中存在几十msec Isec的延迟时间，信道变更时的C/N劣化不是问题。这是因为在该延迟期间不需要进行电 视接收。
另外，在便携式电话的情况下，通常并不总是接收信号。这样，通过对不进行接收 的时刻进行估计从而进行分频比的切换，可以消除由C/N劣化带给接收特性的影响。但是， 需要在不进行接收的时刻进行切换分频比的控制，增加了对系统的负荷，同时系统变得复 杂制造成本增加。通过使用本实施方式的合成器这种的第2分频器的控制方法，不需要考 虑上述的复杂控制。另外，对本实施方式中完全不进行复位的情况进行说明。但是，如果在发送有效数 据即没有对BER产生直接作用的数据的期间进行复位，则可获得与上述的效果比较接近的 效果。例如,OFDM(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing 正交频分复用)信号的 保护间隔的期间相当于该期间。也就是说，通过使用该保护间隔的期间的一部分进行复位 处理，可以最小限度地抑制实际的C/N劣化。利用图11对使用了本发明的合成器的电视接收用模块进行说明。在图11中，本实 施方式的合成器1包括温度传感器8 —体地形成于同一半导体IC (集成电路)19，并安装在 基底基板20上。另外，作为基准振荡器的构成要素使用MEMS振子21，安装在基底基板20 上。此外，在基底基板20安装旁路电容器等的芯片部件34。作为基准振荡器的构成要素使 用MEMS振子21能够实现电视接收用模块22的小型化。例如，水晶振子中需要2. 5X2. Omm 的尺寸，但MEMS振子中由0. 5X0. 5mm 0. 3mm X0. 3mm的尺寸就能构成。另外，高度也为一 半以下。如搭载于便携式电话这种小型的电视接收用模块中，由于尺寸为9 X 9mm 8 X 8mm 的小型，因此该尺寸效果非常明显。对其他的构成要素进行说明，在基底基板20安装有第1滤波器24，其输入天线 23接收到的接收信号。再有，安装有输入第1滤波器24的输出信号的LNA(Low Noise Amplifier 低噪声放大器)25。另外，安装有输入LNA25的输出信号的第2滤波器26。再 有，安装有输入第2滤波器26的输出信号的平衡器27。而且，平衡器28的输出信号输入至 半导体IC 19。此外，图11中使用了 MEMS振子21。但是，如果不需要考虑上述的小型化的 效果也可以使用水晶振子。图12、图13中表示将图11的MEMS振子21形成于半导体IC19中的其他例子。图12中将MEMS振子21放入半导体IC19内。另外，图13中是将MEMS振子21放入半导体 IC19的内部来构成半导体IC19时不需要上述的LNA25、第2滤波器26、平衡器27的系统结构。这样，通过将MEMS振子21与温度传感器8内置于同一半导体IC19内，可以更加 正确地检测实际的MEMS振子21的温度。因此，能够提高MEMS振荡器的振荡频率的调整精 度。例如，即使在出现急剧的温度变化时，也可以在大致没有温度传导的延迟的状态下进行 温度检测，从而不会引起由此产生的接收劣化。另外，特别在图13的结构中，由于在1个半 导体IC19内也能够形成外部的构成要素，因此能够大幅度实现小型化，并且能够提高制造 效率。另外，在以上所说明的本实施方式中，将振荡器5的输出作为合成器1的输出。但 是，也可以在振荡器5的后面放入分频器，从而作为合成器1的输出。由此，能够提高振荡 器5的振荡频率，可以减小振荡器5的尺寸。此外，本实施方式中所说明的温度传感器举出了如下的例子，分别是利用半导体 的电荷转移量的温度特性的器件、或被称为热敏电阻的利用相对于温度其电阻值变化的特 性的器件等。但是也并不限于此。总之，只要是检测构成基准振荡器的振子的使用温度的 器件即可，可以直接检测温度，也可以间接地检测温度。另外，本实施方式中对修正基于温度变动而产生的频率误差、即所设定的振荡频 率与基准振荡频率之间的误差的例子进行了说明。但是，所设定的振荡频率与基准振荡频 率之间的频率误差也可以基于温度变动以外的原因而产生。因此，对于修正基于温度变动 以外的原因而产生的频率误差采用如下的结构即可。也就是说，将频率误差检测部设定在 规定的位置，检测所设定的振荡频率与基准振荡频率之间的频率误差，并由其检测结果来 控制控制部7即可。该情况下，作为频率误差检测部的设置位置，比较实用的是在图1中可 以是MEMS振荡器2与第1分频器3之间、振荡器5与混合器29之间、混合器29与信号处 理部32之间等。另外，也可以将本实施方式的合成器用于具有多个频率信道的无线装置。在此，所 谓“具有多个频率信道的无线装置”是指如便携式电话或电视接收机等利用多个频率信道 来发送信号的无线系统。以往，在利用多个频率信道的无线装置中，不具有本实施方式的合 成器的、“在改变分频器(特别是分数分频器)的分频比时，并不返回至预先设定的值而改 变分频比”的这一功能。这是因为伴随着信道切换改变分频器的分频比时，若不返回至预先 设定的值的情况下改变分频比，则合成器的动作变得不稳定从而不能正确地变化至所希望 的分频比。在本实施方式的合成器中，颠覆了这种以往的技术，达到了能够降低根据温度变 化切换分频器的分频比时的相位噪声的显著效果。此外，根据温度变化切换分频器的分频 比时，由于温度变化自身是连续地变化，并没有伴随着信道变更时这种的不连续的频率变 化，因此合成器的动作较稳定。此外，在以上所 说明的实施方式中，虽然作为频率误差检测部使用了温度传感器， 但也并不限于此。总之，频率误差检测部只要具有直接或者间接检测基准振荡器即MEMS振 荡器2的频率误差的功能即可。例如，也可以检测混合器29的输出即IF信号频率比规定 值偏移了多少。若MEMS振荡器2的频率从规定值偏离，则合成器1的输出也从规定值偏 离。因此，由混合器29对数字广播等的接收信号与合成器输出进行合成之后的结果的频率也从规定值偏离。检测该频率误差即可。频率误差的检测方法例如可以通过频率鉴别等直接检测频率(具体而言，由FM用的解调电路检测从规定值的偏离的方法)。另外，在基带中 的信号处理中也可以检测频率误差。该情况下，根据植入接收信号中的导频信号的相位信 息检测频率误差即可。另外，本发明中的所谓“预先设定的频率”是指在设计合成器之后预先设定的基准 振荡器的输出信号的频率、或者从混合器输出的IF信号的频率等的接收装置的各部位的 规定频率。另外，本发明中的所谓“基于基准振荡信号的频率”是指从基准振荡器输出的信号 的频率，或者从混合器输出的IF信号的频率等的接收装置的各部位中的实际的合成器动 作时的频率。另外，本发明中的所谓“预先设定的频率与基于基准振荡信号的频率之间的误差” 是指在接收装置的任意部位(例如混合器的输出侧)中、合成器设计时预先设定的“预先设 定的频率”与实际的合成器动作时的频率之间的差。例如，由于在接收到的数字广播的信号的频率在多普勒频率等处从规定值偏离的 情况下，也能检测从混合器输出的IF信号的频率离规定值的频率误差，并基于此调整合成 器的输出信号的频率，因此能够维持较高的接收质量。此外，在本发明中，对于频率温度特性不佳的振子可发挥特别大的效果。这是由于 以下的原因。首先，第1个原因是频率温度特性越差，则越会增加温度修正次数。若增加修 正次数则由复位带来的不良影响增大。第2个原因是频率温度特性越差，则一次的分频比 控制中所修正的频率的幅度变大。若该频率幅度即分数分频器切换之前的频率与分数分频 数切换之后的频率之间的差值变大，则会引起周跳动作CS，同时进入锁定状态。因此，直至 进行锁定将耗费更多的时间，在此期间相位噪声性能恶化。如果以本发明中所公开的成为 锁定范围LR以内的方式改变分数分频数，则这种问题得到解决。此外，对频率温度特性另外进行说明。若将基准温度设为T0，将当前的温度设为 T，将基准温度TO下的谐振频率设为f，将温度从TO变换至T时振子的谐振频率变化量设为 s f，则相对于温度的频率变化率由(式3)进行表示。(式3)δ f/f = α (T-TO) + β (T-TO)2+γ (T-TO)3其中，分别将α、β、Y称为1次、2次、3次频率温度系数。详细而言，δ f/f表 示温度从TO变化至T时的频率的变动率。例如，水晶振子是其频率温度系数1次为0、2次 以及3次的温度系数都较小的振子。一般情况下，温度系数随着1次、2次、3次依次变小。 再有，由于温度系数对电子设备的使用温度范围中的频率温度特性的影响较小，因此，1次 温度系数为0表示其振子的频率温度特性非常好。水晶的各温度特性根据从水晶铸锭(水 晶拉伸之后的凝固)切割出水晶板时的切割角度而变化。因为其良好的频率温度特性而 广泛使用的水晶振子中，有AT切割水晶振子。这是例如在使用温度范围(-40 85°C)中 频率的变动率为士20 士 IOOppm左右。该频率的变动率的幅度由于切割角度的微小的 不同而产生。与此相对，MEMS振子其频率温度特性不好的较多，例如硅振子1次温度系数 较大为-30ppm/°C，在所使用的温度范围中该1次温度系数起支配作用。可知在-40°C 85°C的使用温度范围中该值为30X 125 = 3750ppm,即使与所述AT切割水晶振子的士20 士 IOOppm程度相比也非常差。因此，本发明中，使用了频率温度特性不好的MEMS振子的结 构与使用了一般的水晶振子的结构相比，具有特别大的效果。另外，本实施方式中，虽然作为MEMS振子使用将半导体材料作为基础材料的硅振 子来进行说明，但是作为MEMS振子的其他例子也举出了使用相同半导体材料即多晶硅振 子的器件。另外，举出了将被称为FBAR(Film Bulk Acoustic Resonator 薄膜体声波谐振 器)的材料、或Si02等的其他薄膜材料作为底部的器件，其中的FBAR将称为Α1Ν、Ζη0、ΡΖΤ 的薄膜压电材料作为基础。另外，是使用了弹性表面波的SAW(SurfaceACOustiC Wave 声表 面波)振子、或使用了在不同物质的边界传播的边界波等的振子也是其一例。在这些振子 中几乎没有具有与AT切割水晶振子相同程序的频率温度系数的振子，另外，大多数是具有 1次温度系数(不能忽视)的振子。例如，使用了 AlN的FBAR是使用了厚度纵向振动(在与 施加电场同一方向振动)的振子，具有-25ppm/°C，Zn0具有-60ppm/°C的温度系数。另外，即 使是使用了 SAW的振子，在基础材料中使用了 36° y切割的钽酸锂的器件具有-35ppm/°C 左右的温度系数，在基础材料中使用了 64° y切割的铌酸锂的器件具有-72ppm/°C左右的 温度特性。(产业上的利用可能性)
本发明由于能够较好地维持使用了例如MEMS振子的合成器的相位噪声，因此在 构成接收装置的合成器或电气设备中是有用的。
权利要求
一种合成器，其特征在于，具有比较器，输入从基准振荡器输出的基准振荡信号；振荡器，基于所述比较器的输出信号输出振荡信号；分频器，其基于来自控制部的控制对所述振荡器的输出信号进行分频；以及频率误差检测部，其检测预先设定的频率与基于所述基准振荡信号的频率之间的误差，所述比较器对来自所述分频器的输出信号与来自所述基准振荡器的输出信号进行比较，并将表示比较结果的信号输出至所述振荡器，所述控制部基于所述频率误差检测部的输出信号改变所述分频器的分频比，并且以将所述分频比保持为过去的值的状态改变所述分频比。
2.根据权利要求1所述的合成器，其特征在于，使所述分频器的所述分频比改变的分频数由整数部分与分数部分组成，所述控制部以 将所述分频数的所述分数部分保持为过去的值的状态改变所述分频比。
3.根据权利要求2所述的合成器，其特征在于，所述控制部，以所述分频器的所述分频数马上切换之前的频率与所述分频器的所述分 频数切换之后的频率之间的差值处于锁定范围以内的方式，改变所述分数分频数。
4.根据权利要求1所述的合成器，其特征在于，使所述分频器的所述分频比变化的分频数由整数部分与分数部分组成，基于所述频 率误差检测部的输出由所述控制部改变所述分频器的分频比时，从所述控制部输入至所述 分频器的所述分频数的所述整数部分的整数分频数不改变，仅改变输入至所述分数部分的 分数分频数的情况下，以将所述分数部分保持为过去的值的状态将所述分数分频数输入至 所述分数部分，在输入至所述整数部分的所述整数分频数改变至比过去的值大的值、输入 至所述分数部分的所述分数分频数也任意改变的情况下，使所述分数部分返回至最小值之 后，将来自所述控制部的所述分数分频数输入至所述分数部分。
5.根据权利要求1所述的合成器，其特征在于，使所述分频器的所述分频比变化的分频数由整数部分与分数部分组成，基于所述频 率误差检测部的输出由所述控制部改变所述分频器的分频比时，从所述控制部输入至所述 分频器的所述分频数的所述整数部分的整数分频数不改变，仅改变输入至所述分数部分的 分数分频数的情况下，以将所述分数部分保持为过去的值的状态将所述分数分频数输入至 所述分数部分，在输入至所述整数部分的所述整数分频数改变至比过去的值小的值、输入 至所述分数部分的所述分数分频数也任意改变的情况下，使所述分数部分返回至最大值之 后，将来自所述控制部的所述分数分频数输入至所述分数部分。
6.根据权利要求1所述的合成器，其特征在于，所述基准振荡器由微机电系统元件构成。
7.根据权利要求1所述的合成器，其特征在于，所述频率误差检测部基于检测温度的温度传感器的输出信号，检测预先设定的频率与 基于所述基准振荡信号的频率之间的误差。
8.一种合成器模块，其特征在于，具有权利要求1所述的合成器；以及基准振荡器，由振子构成，所述振子由微机电系统元件构成， 所述基准振荡器的输出信号输入至所述比较器。
9.根据权利要求8所述的合成器模块，其特征在于，所述合成器与由所述微机电系统元件构成的振子形成在同一半导体基板上。
10.一种接收装置，其特征在于， 具有权利要求1所述的合成器；以及混合器，其基于来自所述合成器的所述振荡信号变换接收信号的频率。
11.根据权利要求10所述的接收装置，其特征在于，基于来自所述合成器的输出信号，检测从基准振荡器输出的基准振荡信号的频率变动。
12.根据权利要求10所述的接收装置，其特征在于，在切换所述接收信号的频率时，所述控制部返回预先设定的值从而改变所述分频器的 分频比。
13.根据权利要求10所述的接收装置，其特征在于，使所述分频器的所述分频比变化的分频数由整数部分与分数部分组成，在切换所述接 收信号的频率时，改变所述整数部分，在基于所述频率误差检测部的输出信号改变所述分 频器的分频比时，改变所述分数部分。
14.根据权利要求10所述的接收装置，其特征在于，所述控制部判断为没有接收到规定的数据的期间，返回至预先设定的值从而改变所述 分频比，在所述控制部判断为正在接收所希望的数据的期间，不返回至所述预先设定的值 而以保持为过去的值的状态下改变所述分频比。
15.根据权利要求14所述的接收装置，其特征在于，所述控制部判断为没有接收到规定的数据的期间是保护间隔期间。
16.一种电子设备，其特征在于，由无线装置构成，所述无线装置具有权利要求1所述的合成器，并利用多个频率信道 收发信号。
17.一种电子设备，其特征在于， 具有权利要求1所述的合成器；混合器，其基于来自所述合成器的所述振荡信号变换接收信号的频率； 信号处理部，其连接于所述混合器的输出侧；以及 显示部，其连接于所述信号处理部的输出侧。
全文摘要
本发明提供一种合成器，具有振荡器(5)，其基于比较器(4)的输出信号输出振荡信号；分频器(6)，其基于来自控制部(7)的控制对振荡器(5)的输出信号进行分频；以及温度传感器(8)，其检测预先设定的频率与基于基准振荡信号的频率之间的误差，比较器(4)对来自分频器(6)的输出信号与来自MEMS振荡器(2)的输出信号进行比较并将表示结果的信号输出至振荡器(5)，控制部(7)基于温度传感器(8)的输出信号改变分频器(6)的分频比，以将分频比保持为过去的值的状态改变分频比，从而能够抑制合成器的相位噪声的劣化。
文档编号H03L7/197GK101861701SQ20088011627
公开日2010年10月13日 申请日期2008年11月11日 优先权日2007年11月14日
发明者南波昭彦, 槻尾泰信, 藤井健史 申请人:松下电器产业株式会社