滤波器、双工器以及电子装置的制作方法

专利名称：滤波器、双工器以及电子装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及滤波器、双工器以及电子装置，特别是涉及梯形滤波器、双工器以及电
子装置。
背景技术：
在便携电话通信等的无线通信中，使用将谐振器连接成梯形的梯形滤波器。梯形滤波器实现了使期望频率的信号通过的带通滤波器。在带通滤波器中，要求抑制通带(即期望频率)的二次谐波、三次谐波等高次谐波分量等的远离通带的频率的信号。作为抑制通带的高次谐波分量等的方法，公知有使用集中常数的LC谐振电路或分布常数的传输线路的方法(专利文献1)。专利文献1 日本特开2003-198325号公报

发明内容
发明要解决的课题但是，根据专利文献1的方法，很难使滤波器小型化。另外，当为了小型化而使传输线路之间接近时，生成寄生电容或寄生电感，滤波器特性恶化。本发明正是鉴于上述课题而完成的，其目的是提供一种既能够实现小型化又能够抑制远离带通的频率的信号的滤波器、双工器以及电子装置。用于解决课题的手段本梯形滤波器具有串联谐振器，其串联连接在输入端子和输出端子之间；并联谐振器，其并联连接在所述输入端子和输出端子之间；谐振器，其与所述串联谐振器串联连接在所述输入端子和输出端子之间，谐振频率比所述串联谐振器小；以及电感器，其与所述谐振器并联连接。本双工器和电子装置具有上述梯形滤波器。本双工器具有公共端子；发送滤波器和接收滤波器，其并联连接在所述公共端子上，所述发送滤波器和所述接收滤波器的至少一方具有串联谐振器，其串联连接在所述公共端子与输入输出端子之间；以及并联谐振器，其并联连接在所述公共端子与所述输入输出端子之间；谐振器，其串联连接在所述公共端子与连接所述发送滤波器和所述接收滤波器的节点之间，谐振频率比所述串联谐振器小；以及电感器，其与所述谐振器并联连接。发明的效果能够通过由电感器形成的衰减极，抑制远离通带的频率的信号。并且，能够抑制由谐振器造成的通带的插入损失。


图1是梯形滤波器的电路图。图2的(a)是表示串联谐振器的通过特性的图，图2的(b)是表示并联谐振器的通过特性的图，图2的(c)是表示梯形滤波器的通信特性的图。图3的(a)是表示谐振器的等价电路的图，图3的(b)是表示通过特性的图。

图4的(a)是表示并联连接了电感器的谐振器的等价电路的图，图4的(b)是表示通过特性的图。图5的(a)是实施例1的滤波器的电路图，图5的(b)是表示通过特性的图。图6的(a)是压电薄膜谐振器的剖面图，图6的(b)是俯视图。图7的(a)是弹性表面波谐振器的剖面图，图7的(b)是俯视图。
图8是表示实施例1和比较例1的通过特性的图。图9是表示使电感器Lp的电感变化后的通过特性的图。图10是滤波器的电路图。图11的(a)、图11的(b)以及图11的(c)分别是表示fr = fs、fs > fr > fρ以及fr = fp时的通过特性的图。图12的(a)是滤波器的俯视图，图12的(b)是剖面图。图13是实施例1的其他例子。图14的(a) 14的(c)是实施例1的其他例子。图15的(a) 15的(c)是实施例2的双工器的框图。图16的(a)和图16的(b)是表示实施例3的滤波器的图。图17的(a)和图17的(b)是表示实施例4的滤波器的图。图18的(a) 图18的(d)是表示实施例5的双工器的图。图19是滤波器芯片的俯视图。图20的(a) 图20的(c)是表示实施例6的双工器的图。图21是表示实施例7的双工器的图。图22是表示实施例8的电子装置的图。
具体实施例方式首先，对梯形滤波器进行说明。图1是梯形滤波器的电路图。如图1所示，在输入端子h和输出端子Out之间串联连接一个或多个串联谐振器Sl S4。在输入端子h和输出端子Out之间并联连接一个或多个并联谐振器Pl P3。即，并联谐振器Pl P3分别连接在串联谐振器S1、S2之间的节点、串联谐振器S2、S3之间的节点、串联谐振器S3、S4 之间的节点与接地之间。如上所述，串联谐振器Sl S4和并联谐振器Pl P3连接成梯子状。接着，说明梯形滤波器的动作。图2的(a)是表示串联谐振器S的通过特性的图。 如图2的(a)所示，在谐振点上衰减量极小，在谐振点的高频侧的反谐振点上衰减量极大。 图2的(b)是表示并联谐振器P的通过特性的图。如图2的(b)所示，在谐振点上衰减量极大，在谐振点的高频侧的反谐振点上衰减量极小。图2的(c)是表示由串联谐振器S和并联谐振器P构成的梯形滤波器的通过特性的图。如图2的(c)所示，使并联谐振器P的反谐振点位于串联谐振器S的谐振点的低频侧。由此，由并联谐振器P的反谐振点和串联谐振器S的谐振点形成通带。在靠近通带的区域上衰减量大。但是，当将梯形滤波器的通带的中心频率设为f0时，在二次谐波的频率2f0、三次谐波的频率3f0中衰减量变小。
例如，在便携电话终端的发送信号中，除了发送频率的信号以外，还包含二次谐波、三次谐波等的高次谐波分量。从而，作为发送用滤波器，要求抑制发送频率的高次谐波分量(即，通带的高次谐波)。接着，对抑制通带的高次谐波分量的原理进行说明。图3的(a)是表示谐振器S 的等价电路的图，图3的(b)是表示谐振器S的通过特性的图。如图3的(a)所示，在谐振器S的等价电路中，串联连接有电感器Lm、电容器Cm以及电阻Rm，且串联连接有电容器CO 和电阻Ra。电感器Lm、电容器Cm以及电阻Rm与电容器CO和电阻Ra并联连接。如图3的 (b)所示，谐振器S的通过特性与图2的(a)相同。图4的(a)是在谐振器S上并联连接了电感器Lp后的等价电路。图4的(b)是并联连接了电感器Lp后的谐振器S的通过特性。在由谐振器S引起的衰减量的极大点的高频带侧，形成由电感器Lp的电感引起的衰减量的极大点(衰减极)。通过选择电感器Lp 的电感，能够将衰减极设定为任意的频率。以下，根据以上的原理说明实施例。实施例1图5的(a)是实施例1的滤波器的电路图，图5的(b)表示实施例1的滤波器的通过特性。如图5的(a)所示，谐振器RP与串联谐振器Sl S4串联连接在输入端子h 和输出端子Out之间。谐振器RP的谐振频率比串联谐振器Sl S4小。在谐振器RP上并联连接有电感器Lp。其他的结构与图1相同，因此省略说明。参照图5的(b)，使由电感器Lp引起的衰减极的频率成为通带的中心频率f0的 2倍。由此，能够抑制通带的二次谐波的信号。衰减极的频率可以是希望抑制的任意的频率。电感器Lp具有在梯形滤波器的通带的高次谐波侧形成衰减极的电感，从而能够提高通带的高次谐波侧的特定频率的衰减量。进而，电感器Lp具有在通带的整数倍的频率上形成衰减极的电感，从而能够抑制通过通带的信号的高次谐波。图6的(a)和图6的(b)是作为谐振器Sl S4、Pl P3以及RP的例子表示压电薄膜谐振器(FBAR:Film Bulk Acoustic Resonator)的图。图 6 的(a)是 6 的(b)的 A-A’剖面图。在基板10上形成有下部电极12，在下部电极12上形成有例如包含AlN的压电膜14，在压电膜14上形成有上部电极16。在下部电极12与基板10之间形成有空隙18。 如上所述，作为谐振器能够使用FBAR。图7的(a)和图7的(b)是作为谐振器Sl S4、Pl P3以及RP的例子表示弹性表面波(SAW :Surface Acoustic Wave)谐振器的图。图7的(a)是图7的(b)的A-A’ 剖面图。在压电基板20上形成有梳状电极IDT、反射器R。如上所述，作为谐振器能够使用 SAW谐振器。图8是表示实施例1的滤波器的通过特性的图。实线是图5的(a)的滤波器(实施例1)的仿真结果，虚线是没有连接谐振器RP、电感Lp的图1的滤波器(比较例)的仿真结果。假设实施例 1 和比较例都是 W-CDMA (Wide band Code Division MultipleAccess)， 设通带约为2GHz。设串联谐振器Sl S4的谐振频率为1969MHz，并联谐振器Pl P3的谐振频率为1889MHz，谐振器RP的谐振频率为1595MHz，电感器Lp的电感为0. 9nH。如图8 所示，在实施例1中，在约4GHz上形成衰减极。图9是设实施例1的电感器Lp的电感为0. 7nH、0. 9nH以及1. InH时的通过特性。如图9所示，根据电感器Lp的电感，能够任意地设定衰减极的频率。接着，研究谐振器RP的优选谐振频率。参照图10，设图5的(a)的串联谐振器 Sl S4的谐振频率为fs，并联谐振器Pl P3的谐振频率为fp，谐振器RP的谐振频率为 fr。串联谐振器Sl S4的谐振频率fs大致相等，并联谐振器Pl P3的谐振频率fp大致相等。图11的(a)是在图10中fr = fp时的通过特性的仿真结果。实线是滤波器整体的通过特性，虚线是连接了电感器Lp后的谐振器RP的通过特性。由谐振器RP的谐振点引起的衰减极Pr在滤波器的通带I^ss内产生。图11的(b)是在图10中fs > fr > fp时的通过特性的仿真结果。由谐振器RP 的谐振点引起的衰减极ft·在滤波器的通带I^ass的低频侧产生。图11的(C)是在图10中 fr = fp时的通过特性的仿真结果。衰减极ft·在滤波器的通带I^ss的更低频侧产生。如图11的(b)所示，衰减极ft"要求形成在通带I^ss的外侧。进而，由谐振器RP 引起的衰减量，其衰减极ft·的高频侧比低频侧小。因此，为了抑制滤波器的通带I^ass中的插入损失，优选衰减极ft·形成在通带I^ass的低频带侧。由此，优选谐振器RP的谐振频率 fr比串联谐振器Sl S4的谐振频率fs小。另夕卜，当衰减极ft·远离通带I^ss形成时，由通带I^ss中的谐振器RP引起的衰减量变大。因此，优选谐振器RP的谐振频率fr比串联谐振器Sl S4小而接近并联谐振器 Pl P3。例如，优选fs > fr彡fp。图12的(a)和图12的(b)是表示使用了 FBAR的滤波器的fr = fp时的滤波器芯片的图。图12的(a)是俯视图，图12的(b)是图12的(a)的Α_0_Α’剖面图。串联谐振器Sl S4的构造与图6的(a)和图6的(b)相同。并联谐振器Pl P3以及谐振器RP 在上部电极16上形成有调整膜17。通过形成调整膜17，能够使并联谐振器Pl P3和谐振器RP的谐振频率fp、fr比串联谐振器Sl S4的谐振频率fs小。如上所述，优选谐振器RP的谐振频率fr与并联谐振器Pl P3的谐振频率fp —致。从而，滤波器内的谐振频率可以有两个，调整膜17的膜厚可以只有一种，能够简化滤波器的制造工序。图13是表示实施例1的滤波器的其他例子的电路图。如图13所示，并联连接了电感器Lp后的谐振器RP形成在串联谐振器Sl S4的输出端子Out侧。图14的(a) 图14的(c)是实施例1的滤波器的另一些例子。在图14的(a) 的例子中，谐振器RP串联连接在串联谐振器Sl与并联谐振器Pl之间。在图14的(b)的例子中，谐振器RP串联连接在并联谐振器Pl与串联谐振器S2之间。在图14的(c)的例子中，谐振器RP串联连接在串联谐振器S2与并联谐振器P2之间。如图5的(a)、图13、图14的(a) 图14的(b)所示，只要谐振器RP串联连接在输入端子^!与输出端子Out之间，则连接的位置可以是任意的。但是，为了容易连接电感器Lp，优选谐振器RP连接在与全部的串联谐振器Sl S4相比最靠近输入端子h或输出端子Out的一侧。实施例2实施例2是双工器的例子。图15的(a) 图15的(c)是实施例2的双工器的电路图。参照图15的(a)，双工器连接有公共端子Ant、并联连接在公共端子Ant上的发送滤波器30 (第1滤波器)以及接收滤波器32 (第2滤波器)。发送滤波器30与接收滤波器 32由节点N连接。发送滤波器30连接在节点N与发送端子Tx之间。接收滤波器32连接CN 102232270 A
说明书
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在节点N与接收端子Rx之间。发送滤波器30具有使发送信号的频率通过的通带。从发送端子Tx输入的发送信号通过发送滤波器30从公共端子Ant输出。另一方面，发送滤波器30不使接收信号的频率通过。因此，输入到公共端子Ant的接收信号不会输出到发送端子Tx。接收滤波器32具有使接收信号的频率通过的通带。从公共端子Ant输入的接收信号通过接收滤波器32从接收端子Rx输出。另一方面，接收滤波器32不使发送信号的频率通过。因此，发送信号不会输出到接收端子Rx。在图15的(a)中，在公共端子Ant与节点N之间连接有谐振器RP。在此，发送滤波器30和接收滤波器32的至少一方为图1所示的梯形滤波器，使谐振器RP的谐振频率比发送滤波器30和接收滤波器32的至少一方的串联谐振器Sl S4的谐振频率小。由此， 如实施例1所示，能够在发送滤波器30和接收滤波器32的至少一方的通带的高频侧设定由电感器Lp引起的衰减极。因此，能够抑制发送信号或接收信号的例如二次谐波、三次谐波。 通过在公共端子Ant与节点N之间连接谐振器RP，能够将由电感器Lp引起的衰减极，用于抑制发送信号和接收信号双方的二次谐波、三次谐波。由于二次谐波、三次谐波多在作为发送信号的情况下成为问题，因此发送滤波器 30为梯形滤波器，优选谐振器RP的谐振频率比发送滤波器30的串联谐振器Sl S4的谐振频率小。如图15的(b)所示，谐振器RP也可以连接在匹配电路34(例如移相器)与节点N 之间。另外，如图15的(c)所示，谐振器RP也可以连接在匹配电路34与公共端子Ant之间。在实施例2中，对在公共端子Ant与节点N之间连接谐振器RP的例子进行了说明， 但是谐振器RP也可以设置在发送滤波器30和接收滤波器32中。即，只要双工器包括实施例1的滤波器即可。实施例3实施例3是将并联连接了电感器的谐振器分割成串联或并联连接的多个谐振器后的例子。图16的(a)和图16的(b)是实施例3的电路图。在图16的(a)的例子中，将连接了电感器Lp的谐振器分割成两个谐振器RPl。两个谐振器RPl串联连接。在图16的 (b)的例子中，将连接了电感器Lp的谐振器分割成两个谐振器RP2。两个谐振器RP2并联连接。根据实施例3，通过用串联或并联连接的多个谐振器构成并联连接了电感器Lp的谐振器，能够使每一个谐振器的功率密度下降，提高由非线性失真引起的无用波的输出和耐功率性。为了使每一个谐振器的功率密度均勻，优选多个谐振器具有相同的电容值。实施例4实施例4是设置多个并联连接了电感器Lp的谐振器的例子。图17的(a)和图17 的(b)是实施例4的电路图。在图17的(a)的例子中，在输入端子h与串联谐振器Sl之间连接有并联连接了电感器Ll的谐振器RP。另外，在输出端子Out与串联谐振器S4之间连接有并联连接了电感器L2的谐振器RP。在图17的(b)的例子中，在输入端子h与串联谐振器Sl之间连接有并联连接了电感器Ll的谐振器RP和并联连接了电感器L2的谐振器RP。根据实施例4，串联连接多个谐振器RP，每个谐振器RP并联连接了电感器。通过使各电感器的电感不同，能够形成多个衰减极。例如，能够以电感器Ll在通带的二次谐波的频率上形成衰减极，电感器L2在通带的三次谐波的频率上形成衰减极的方式(即，以在不同的高次谐波的频率上形成衰减极的方式)规定电感。只要多个谐振器RP串联连接在输入端子h与输出端子Out之间，则能够连接在任意的地方。实施例5实施例5是具有积层封装的双工器的例子。图18的(a)是积层封装的剖面图， 图18的(b)是透过滤波器芯片观察芯片粘接(die attach)层的表面而得到的图，图18的 (c)是基底(foot pat)层的表面的图(用虚线表示滤波器芯片的位置)，图18的(d)是从表面侧透视基底层的背面而得到的图。如图18的(a)所示，积层封装40具有第1层41、第 2层42、芯片粘接层43以及基底层44这四个陶瓷层。第1层41和第2层42形成密封滤波器芯片31、33的腔46。通过在第1层41上固定安装隆起物48，密封滤波器芯片31、33。 在芯片粘接层43的表面上通过凸块50倒装安装有滤波器芯片31、33。在基底层44的背面形成有基底56。在滤波器芯片31上形成有实施例2的发送滤波器30，在滤波器芯片33上形成有实施例2的接收滤波器32。图19是表示发送滤波器芯片31的俯视图。在滤波器芯片31上形成有公共焊盘 Antp、电感器抽出焊盘Lxp、发送焊盘Txp以及接地焊盘&idp。其他结构与图12的(a)相同，省略其说明。如图18的(b)所示，在芯片粘接层43的表面上倒装安装有发送滤波器芯片31和接收滤波器芯片33。在芯片粘接层43表面上形成有金属配线52。在芯片粘接层43上形成有埋入了金属的通孔M，该通孔M贯通芯片粘接层43。如图18的(c)所示，在基底层 44的表面上形成有金属配线52。在基底层44上形成有埋入了金属的通孔M，该通孔M贯通基底层44。如图18的(d)所示，在基底层44的背面上形成有将电信号取出到外部的基底56。Ant、TX、RX以及&id分别是与公共端子、发送端子、接收端子以及接地端子对应的基底56。在图18的(b) 图18的(d)中，图示了发送滤波器侧的金属配线52和通孔54， 省略了接收滤波器侧的金属配线和通孔。滤波器芯片31的发送焊盘Txp通过配线Lt和通孔M与发送端子Tx的基底连接。滤波器芯片31的公共焊盘Antp通过配线La和通孔M 与公共端子Ant的基底连接。滤波器芯片31的接地焊盘&idp通过配线Lg和通孔M与接地端子&id的基底连接。由金属配线52形成的电感器Lp并联连接在谐振器RP两侧的公共焊盘Antp与电感器抽出焊盘Lxp之间。根据实施例5，电感器Lp由导体线路形成，该导体线路形成在安装了滤波器芯片 31、33的封装内。由此，能够使双工器或滤波器小型化。另外，实施例5说明了电感器Lp由陶瓷层上的导体线路形成的例子，但是，只要电感器Lp由陶瓷基板或印刷基板等的绝缘体层上的导体线路形成即可。实施例6实施例6是用芯片电感器形成电感器的例子。图20的(a)是从表面透视实施例 6的芯片粘接层的表面而得到的图，图20的(b)是从表面透视基底层的表面而得到的图，图20的(c)是从表面透视基底层的背面而得到的图。如图20的(a)和图20的(b)所示， 代替图18的(c)的金属配线52，用芯片电感器60形成电感器Lp。其他结构与实施例5相同，省略其说明。根据实施例6，由于用芯片电感器60形成电感器Lp，因此电感器Lp的Q值变高， 能够提高抑制特性。另外，芯片电感器60也可以设置在基底层44的表面等的封装40内。实施例7实施例7是用集中常数的线圈形成电感器的例子。图21是实施例7的芯片粘接层的表面图。如图21所示，代替图20的(a)的芯片电感器，用集中常数线圈62形成电感器Lp。其他结构与实施例6相同，省略其说明。根据实施例7，由于用集中常数线圈62形成电感器Lp，因此电感器Lp的Q值变高，能够提高抑制特性。另外，集中常数线圈62也可以设置在基底层44的表面等的封装40 内。实施例8实施例8是将便携电话终端作为使用了实施例1 7的滤波器或双工器的电子装置的例子。图22是实施例8的便携电话终端90的主要是RF(Radic) Frequency)部的框图。便携电话终端90与GSM(Global System for Mobile Communication)通信方式和 W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)通信方式对应。在 GSM 方式中，与 850MHz 带(GSM850)、900MHz 带(GSM900)、1800MHz 带(GSM1800)、1900MHz 带(GSM1900)对应。天线71能够发送接收GSM方式和W-CDMA方式中的任意一个方式的发送接收信号。天线开关72在发送接收W-CDMA方式的信号时，选择W-CDMA部92，连接W-CDMA部92和天线 71。在发送接收GSM方式的信号时，选择GSM部94，连接GSM部94和天线71。W-CDMA部92具有双工器73、低噪音放大器74、功率放大器75以及信号处理部76。 信号处理部76生成W-CDMA发送信号。功率放大器75对发送信号进行放大。双工器73的接收滤波器73a使发送信号通过并输出到天线开关72。接收滤波器73a使天线开关72输出的W-CDMA接收信号通过而连接到低噪音放大器74。低噪音放大器74对接收信号进行放大。信号处理部76对接收信号进行降频，输出到之后的处理部。GSM部94具有滤波器77 80、功率放大器81、82以及信号处理部83。信号处理部83生成GSM发送信号。在GSM850、GSM900的信号的情况下，功率放大器81放大发送信号。在GSM1800、GSM1900的信号的情况下，功率放大器82放大发送信号。天线开关72根据GSM信号的种类选择功率放大器81或82。天线开关72根据从天线71接收到的GSM信号的种类选择滤波器77 80。滤波器77 80过滤接收信号并输出到信号处理部83。信号处理部83对接收信号进行降频，并输出到之后的处理部。在实施例8中，能够将滤波器73a、73b、77 80中的至少一个滤波器作为实施例 1、3或4的滤波器。或者，能够将双工器73作为实施例2、5 7的双工器。从而，能够提供提高了滤波器特性的电子装置。由于发送信号包含有多个高次谐波分量，因此优选将滤波器7 作为实施例1、3或4的滤波器。以上，详细说明了本发明的实施例，但是本发明并不限定于上述特定的实施例，在记载于权利要求书的本发明的要旨的范围内，能够进行各种变形/变更。
权利要求
1.一种梯形滤波器，其特征在于，该梯形滤波器具有串联谐振器，其串联连接在输入端子和输出端子之间；并联谐振器，其并联连接在所述输入端子和输出端子之间；谐振器，其与所述串联谐振器串联连接在所述输入端子和输出端子之间，谐振频率比所述串联谐振器小；以及电感器，其与所述谐振器并联连接。
2.根据权利要求1所述的梯形滤波器，其特征在于，所述谐振器的谐振频率比所述串联谐振器小且接近所述并联谐振器。
3.根据权利要求1所述的梯形滤波器，其特征在于，所述谐振器的谐振频率与所述并联谐振器的谐振频率一致。
4.根据权利要求1 3中的任意一项所述的梯形滤波器，其特征在于，所述谐振器具有使得在所述梯形滤波器的通带的低谐波侧形成衰减极的谐振频率。
5.根据权利要求1 4中的任意一项所述的梯形滤波器，其特征在于，所述电感器具有使得在所述梯形滤波器的通带的高谐波侧形成衰减极的电感。
6.根据权利要求1 4中的任意一项所述的梯形滤波器，其特征在于，所述电感器具有使得在所述梯形滤波器的通带的整数倍的频率处形成衰减极的电感。
7.根据权利要求1 6中的任意一项所述的梯形滤波器，其特征在于，所述谐振器连接在与全部的串联谐振器相比最靠近所述输入端子或输出端子的一侧。
8.—种双工器，该双工器具有权利要求1 7中的任意一项所述的梯形滤波器。
9.一种双工器，其特征在于，该双工器具有公共端子；发送滤波器和接收滤波器，其并联连接在所述公共端子上，所述发送滤波器和所述接收滤波器的至少一方具有串联谐振器，其串联连接在所述公共端子与输入输出端子之间； 以及并联谐振器，其并联连接在所述公共端子与所述输入输出端子之间；谐振器，其串联连接在所述公共端子与连接所述发送滤波器和所述接收滤波器的节点之间，谐振频率比所述串联谐振器低；以及电感器，其与所述谐振器并联连接。
10.一种电子装置，该电子装置具有权利要求1 7中的任意一项所述的梯形滤波器。
全文摘要
本梯形滤波器具有串联谐振器(S1～S4)，其串联连接在输入端子(In)和输出端子(Out)之间；并联谐振器(P1～P3)，其并联连接在输入端子(In)和输出端子(Out)之间；谐振器(RP)，其与串联谐振器(S1～S4)串联连接在输入端子(In)和输出端子(Out)之间，谐振频率比串联谐振器(S1～S4)小；以及电感器(Lp)，其与谐振器(RP)并联连接。根据本梯形滤波器，能够通过由电感器形成的衰减极，抑制远离通带的频率的信号。并且，能够抑制由谐振器造成的通带的插入损失。
文档编号H03H9/70GK102232270SQ20088013213
公开日2011年11月2日 申请日期2008年11月28日 优先权日2008年11月28日
发明者上田政则, 岩城匡郁, 西原时弘 申请人:太阳诱电株式会社