专利名称：放大信号的电路及其方法
技术领域：
本公开一般涉及电子电路，并且特别涉及放大数字信号的电路和方法，以及包括放大数字信号的所述电路的音频放大电路。
背景技术：
在音频功放领域，客户需要更低成本且不牺牲性能的解决方案。D类音频放大器具有很高的效率，并且省略了散热片，显著地降低了整体系统成本和尺寸。因为上述优点， D类音频放大器越来越流行。通常，根据两种不同的输入信号类型，D类音频放大器可以被分为两类，及模拟和数字。模拟D类放大器通常采用负反馈结构，其可以改善总谐波失真(THD)以及电源抑制比(PSRI )。现有技术中，大多数数字输入D类放大器采用开环结构，其输出占空比等于输入占空比。开环数字D类放大器的增益依赖于电源电压Vcc，在不同的Vcc，输入和输出能够达到全比例范围。然而，开环D类放大器的电源抑制比较差，因为占空比无法变化以补偿电源电压的波动。
发明内容
如今，越来越多地得到应用的数字音频信号处理使得使用数字输入的音频功放比起使用模拟输入更为方便。因此提出了具有负反馈结构的数字输入D类放大器以获得更好的总谐波失真以及电源抑制比性能。音频数字功放电路通常具有多个电源，输入脉宽调制 (PWM)信号为逻辑电平，输出功率驱动级具有宽的工作电源范围。闭环数字D类放大器的电压增益由反馈回路决定，当放大电路确定了，增益也就确定了。全比例输入占空比约为0% 至100%。然而即使在输入占空比相同的情况下，不同的输出电源电压Vcc会有不同的输出占空比，因为负反馈回路的电压增益是固定的。缺点是具有固定增益的闭环结构无法达到线性全比例输入输出占空比范围。在Vcc较低时，输出会被早期地截断，而在Vcc较高时， 输出无法达到全比例占空比。因此，在Vcc较低时，由PWM信号的占空比所携带的音频信号会早期地失真，而在Vcc较高时，输出功率受到了限制。本公开的一个目的是实现具有宽的输出电源电压范围的数字D类电路的全比例输入输出范围。因此，在本公开的一个实施例中，提供了一个放大电路，其包括放大单元用于接收一个常数幅度输入信号并产生一个开关输出信号，以及电平移位器用于将所述常数幅度输入信号变化到一个移位幅度，该移位幅度正比于所述开关输出信号的峰间幅度。在本公开的一个实施例中，所述放大单元为负反馈D类放大器结构，因此所述开关输出信号的占空比正比于所述常数幅度输入信号的占空比，由占空比所承载的模拟信号能够被无失真地再生。在本公开的一个实施例中，所述放大单元为负反馈D类放大器结构，且所述电平移位器的电压增益配置为大约等于所述开关输出信号的峰间幅度与所述常数幅度输入信号的幅度以及所述负反馈D类放大单元的电压增益的乘积之间的比值。因此所述开关输出信号的占空比等于所述常数幅度输入信号的占空比，实现了全比例输入输出范围。在本公开的一个实施例中，所述放大电路的常数幅度输入信号和开关输出信号均为PWM信号。在本公开的一个实施例中，所述放大电路中的负反馈D类放大单元包括一级积分
ο在本公开的一个实施例中，所述放大电路中的负反馈D类放大单元包括二级积分
ο在本公开的一个实施例中，放大电路还包括延迟单元，用于将所述开关输出信号延迟一段大约为所述常数幅度输入信号周期的3%至8%的时间。这样，能够消除输出信号中不期望的毛刺，放大电路能够工作得更加稳定。在本公开的一个实施例中，放大电路的延迟单元的延迟时间为常数幅度输入信号周期的4%至6%。在本公开的一个实施例中，放大电路还包括延迟单元，用于将所述开关输出信号延迟一段超过17[2+(|11| + |12|)/(|12卜|11|)]的时间，其中τ为所述开关输出信号的周期，Il为所述负反馈D类放大单元的输入电流，而12为所述负反馈D类放大单元的反馈电流。这样，能够消除输出信号中不期望的毛刺，放大电路能够工作得更加稳定。在本公开的一个实施例中，放大电路中的负反馈D类放大单元包括全桥。本公开的另一个目的是提供一种音频放大电路。在本公开的一个实施例中，音频放大电路，包括PWM调节器、数字放大电路以及低通滤波器。PWM调节器用于将模拟音频信号变换为PWM信号。数字放大电路包括负反馈D类放大单元，用于接收所述PWM信号并产生开关输出信号；以及电平移位器，用于将所述PWM信号变化到一个移位幅度，该移位幅度正比于所述开关输出信号的峰间幅度。低通滤波器用于过滤所述开关输出信号以输出再生的模拟音频信号。所述开关输出信号的占空比正比于所述输入PWM信号的占空比，且由占空比所承载的模拟音频信号能够被无失真地再生。在本公开的一个实施例中，电平移位器的电压增益配置为大约等于所述开关输出信号的峰间幅度与所述常数幅度输入信号的幅度以及所述负反馈D类放大单元的电压增益的乘积之间的比值。这样，所述开关输出信号的占空比等于所述常数幅度输入信号的占空比，实现了全比例输入输出范围。在本公开的一个实施例中，音频放大电路还包括延迟单元，用于将所述开关输出信号延迟一段大约为所述PWM信号周期的3%至8%的时间。这样，能够消除输出信号中不期望的毛刺，音频放大电路能够工作得更加稳定。在本公开的一个实施例中，音频放大电路还包括延迟单元，用于所述开关输出信号延迟一段超过17[2+(|11| + |12|)/(|12卜|11|)]的时间，其中τ为所述开关输出信号的周期，Il为所述负反馈D类放大单元的输入电流，而12为所述负反馈D类放大单元的反馈电流。这样，能够消除输出信号中不期望的毛刺，音频放大电路能够工作得更加稳定。在本公开的一个实施例中，音频放大电路中的负反馈D类放大单元包括全桥。本公开的又一个目的是提供一种放大数字信号的方法。在本公开的一个具体实施方式
中，方法包括以下步骤由负反馈D类放大单元接收常数幅度输入信号并产生开关输出信号；将所述常数幅度输入信号的幅度变化到正比于所述开关输出信号的峰间幅度的值。这样，所述开关输出信号的占空比正比于所述输入PWM信号的占空比，且由占空比所承载的模拟音频信号能够被无失真地再生。在本公开的一个实施例中，在放大数字信号的方法的变化步骤中，所述常数幅度输入信号的幅度被变化为大约等于所述开关输出信号的峰间幅度与所述负反馈D类放大单元的电压增益的比值。如此，所述开关输出信号的占空比等于所述常数幅度输入信号的占空比，实现了全比例输入输出范围。在放大数字信号的方法的一个实施例中，所述常数幅度输入信号和开关输出信号均为PWM信号。在本公开的一个实施例中，放大数字信号的方法还包括步骤将所述开关输出信号延迟一段大约为所述常数幅度输入信号周期的3%至8%的时间。
为了更完整地理解本公开以及其优点，现在结合附图参考以下描述，其中图1示出了根据一个实施例的放大电路；图2示出了根据另一个实施例的放大电路；图3示出了图2所示放大电路的仿真波形；图4示出了根据一个实施例的音频放大电路；图5示出了根据一个实施例的放大数字信号的方法的流程图。除非指明，否则不同附图中的相应标记和符号一般表示相应的部分。绘制附图是为了清晰地示出本公开内容的实施方式的有关方面，而未必是按照比例绘制的。为了更为清晰地示出某些实施方式，在附图标记之后可能跟随有字母，其指示相同结构、材料或者过程步骤的变形。
具体实施例方式下面详细讨论实施例的实施和使用。然而，应当理解，所讨论的具体实施例仅仅示范性地说明实施和使用本发明的特定方式，而非限制本发明的范围。图1示出了根据一个实施例的放大电路1。放大电路1包括放大单元10以及连接到放大单元10的输入的电平移位器20。在该实施例中，放大单元10为负反馈D类放大器结构。在一些其他实施例中，放大单元10为开环D类结构。负反馈D类放大单元10用于接收一个常数幅度输入信号并产生一个开关输出信号。通常，常数幅度输入信号为PWM信号，则开关输出信号也是一个PWM信号。可选地，常数幅度输入信号可以是具有可变周期的方波信号，则开关输出信号也是一个同类信号。具体地，负反馈D类放大单元10包括由运算放大器11以及电容Cint组成的一级积分器，比较器12，功率驱动13，两个晶体管Ql和Q2，两个电阻Rl和R2。电阻Rl连接于输入以及运算放大器11的反相输入之间。比较器12用于接收积分器的输出。功率驱动 13用于接收比较器12的输出并驱动高位晶体管Ql和低位晶体管Q2工作。开关输出信号由高位晶体管Ql和低位晶体管Q2的中点输出。包括电阻R2的反馈支路从开关输出信号将反馈提供到积分器的输入。当放大电路确定了，电压增益也随之确定，这里的电压放大增益为Av = R2/R1。因为由高位晶体管Ql和低位晶体管Q2组成的输出级由双极性偏置电压 Vcc提供动力，所以开关输出信号的峰间幅度为两倍的Vcc。电平移位器20连接到负反馈D类放大单元10的输入，用于将所述常数幅度输入信号变化到一个移位幅度，该移位幅度正比于所述开关输出信号的峰间幅度。本领域技术人员应能理解，为了上述目的，电源电压Vcc是电平移位器20的控制参数之一或输入参数之一。因为移位后的常数幅度输入信号的移位幅度正比于开关输出信号的峰间幅度，且负反馈回路的电压增益是确定的，因而开关输出信号的占空比正比于常数幅度输入信号的占空比。因此，由常数幅度输入信号的占空比所承载的模拟信号可以通过对开关输出信号进行滤波而无失真地恢复出来。因为负反馈工作模式，放大电路1能够取得更好的THD以及PSRR性能，且高性能的电源并非必要。在本公开的一个实施例中，其中所述放大单元为负反馈D类放大器结构，且所述电平移位器的电压增益配置为大约等于所述开关输出信号的峰间幅度与所述常数幅度输入信号的幅度以及所述负反馈D类放大单元10的电压增益的乘积之间的比值。在常数幅度输入信号的幅度为Vdd、负反馈D类放大单元10的电压增益(也就是反馈增益)为Av、开关输出信号的峰间幅度为两倍的Vcc的情况下，电平移位器20的输出信号的幅度为2XVcc/Av，也就是电平移位器20的电压增益为2 X Vcc/(AvX Vdd)。因此，放大电路1的总电压增益为Gain = 2XVcc/Vdd，其依赖于输入逻辑电压Vdd以及输出电源电压Vcc，因此放大电路1实现了如开环D类的输入输出的全比例占空比范围。本领域技术人员应能理解，为了上述目的，负反馈D类放大单元10的电压放大增益(或者功率放大增益)以及电源电压Vcc (或者开关输出信号的峰间幅度)均为电平移位器20的控制参数或输入参数。电平移位器20的控制参数Vcc能够产生于已经过滤的电源电压，从而避免电源的波动和噪声被引入积分器的输入。在此情况下，开关输出信号的占空比与常数幅度输入信号的占空比始终保持一致，从而输入输出的全比例占空比范围得以实现。在本公开的一个实施例中，负反馈D类放大单元10中的一级积分器由二级积分器取代，以获得更好的性能。图2示出了根据另一个实施例的放大电路。图2所示放大电路1相比于图1所述放大电路1还包括延迟单元30。延迟单元30用于将开关输出信号延迟一段大约为所述常数幅度输入信号周期的 3%至8%的时间。延迟单元30能够设置于比较器12和功率驱动13之间，或者设置于输出反馈以及高位晶体管Ql和低位晶体管Q2的中点之间。本领域技术人员应能理解，延迟单元30应将常数幅度输入信号的周期或开关输出信号的周期作为其控制参数之一或输入参数之一。图3示出了图2中所示放大电路1的仿真波形图。三个波形VI、V2和V3分别取自负反馈D类放大单元10的输入(即移位后的常数幅度输入信号)、积分器的输出(即比较器12的输入)、以及负反馈D类放大单元10的输出(即开关输出信号)。积分器的输出波形(V2)表现为连续的齿形，每一个齿形的特点在于均与充电电流(|11| + |12|)有关的急促的上升沿和急促的下降沿，其中Il为负反馈D类放大单元10的输入电流，而12为负反馈D类放大单元10的反馈电流。急促的上升沿或急促的下降沿是由相互反相的电流11、12 引起的，这种情形发生于紧随常数幅度输入信号的每一次阶跃之后。V2的每一个齿形的前沿电压幅度由充电电流(I Il | + | 12 I)以及充电时间td决定，td即为延迟单元30所引入的延迟。在|11| < 12的情形下，积分器输出的每一个齿形的顶边将以与放电电流 (112 I-|I1|)有关的斜率下降。如果积分器的输出下降到超过参考电平，可能产生不期望的倒相。有利地，在该实施例中避免了不期望的倒相，因为延迟td与常数幅度输入信号的周期是可比较的，从而使得V2的每一个齿形的前沿电压幅度足够高。在常数幅度输入信号和开关输出信号均为PWM信号的情形下，延迟单元30的延迟时间大约为输入PWM信号周期的3%至8%。在常数幅度输入信号和开关输出信号均为具有可变周期的方波信号的情形下，延迟单元30的延迟时间可以是输入方波信号的最小周期的3%至8%。如此，则能够消除不期望的毛刺，且放大电路能够工作得更加稳定。在本公开的一个实施例中，常数幅度输入信号和开关输出信号均为PWM信号，放大电路1的延迟单元30的延迟时间大约为输入PWM信号周期的4%至6%。在本公开的另一个实施例中，图2所示放大电路1还包括延迟单元30，用于将开关输出信号延迟一段超过T/[2+(| Il 1 + 112 1)/(112卜I Il I)]的时间，其中T为所述开关输出信号的周期，Il为所述负反馈D类放大单元10的输入电流，而12为所述负反馈D类放大单元的反馈电流10。延迟单元30能够设置于比较器12和功率驱动13之间，或者设置于输出反馈以及高位晶体管Ql和低位晶体管Q2的中点之间。本领域技术人员应能理解，延迟单元30应将常数幅度输入信号的周期或开关输出信号的周期作为其控制参数之一或输入参数之一。如图3所示，延迟td越长，则积分器输出的幅度越高。如果积分器输出的负的足够高，顶边将不会下降得超过参考电平，从而不会产生不期望的倒相。因此，、应该满足 t2*(|l2|-|ll|)/Cint < [td*(|ll| + |l2|)/Cint]。最差的情况是输入占空比为 100%。例如，可以得到等式 Wtd = τ，也就是 t2 = T-Vt1 < td*(|ii| + |i2|)/(|i2|-|ii|)。如果输入占空比约为100%，近似值ti td可以应用于上述不等式。于是，延迟 、需要满足、>17[2+(|11| + |12|)/(|12卜|11|)]。在此情况下，有利地，该实施例中避免了不期望的倒相。图1和图2所示的实施例涉及具有半桥结构的负反馈D类放大单元10。在本公开的一些其他实施例中，负反馈D类放大单元10包括全桥结构。在本公开的又一些其他实施例中，放大电路1的负反馈D类放大单元10包括多通道结构。在一些其他实施例中，负反馈D类放大单元10的输出级也能够由单极性偏置电压 Vcc提供动力。这样，开关输出信号的峰间幅度为Vcc。在常数幅度输入信号的幅度为Vdd、 负反馈D类放大单元10的电压增益(也就是反馈增益)为Av的情况下，电平移位器20应保持电压增益为Vcc/(AvXVdd),以使得开关输出信号的占空比等于常数幅度输入信号的占空比，从而能够如开环数字D类一样实现放大电路1的输入输出的全比例占空比范围。图4示出了根据一个实施例的音频放大电路100。音频放大电路100包括PWM调节器2、如图1所示的数字放大电路1、以及低通滤波器3。PWM调节器2用于将模拟音频信号变换为PWM信号。通常，该模拟音频信号由PWM 信号的占空比承载。数字放大电路1包括负反馈D类放大单元10，用于接收所述PWM信号并产生开关输出信号；以及电平移位器20，用于将所述PWM信号变化到一个移位幅度，该移位幅度正比于所述开关输出信号的峰间幅度。参考上述结合图1所述描述的实施例，本领域技术人员应能理解，开关输出信号的占空比正比于输入PWM信号的占空比，因此由占空比所承载的模拟音频信号能够被无失真地再生。低通滤波器3用于过滤所述开关输出信号以输出再生的模拟音频信号。如所理解的，在开关输出信号通过一个低通滤波器之后，高频成分将被滤除，而由开关输出信号的占空比所承载的模拟音频信号将被恢复。在本公开的一个实施例中，电平移位器20的电压增益配置为大约等于所述开关输出信号的峰间幅度与所述常数幅度输入信号的幅度以及所述负反馈D类放大单元10的电压增益的乘积之间的比值。参考上述有关于放大电路1的实施例，本领域技术人员应能理解，所述开关输出信号的占空比等于所述输入PWM信号的占空比，实现了输入PWM信号和输出PWM信号的全比例占空比范围。在本公开的一个实施例中，音频放大电路100还包括延迟单元30，用于将所述开关输出信号延迟一段为所述输入PWM信号周期的3%至8%的时间。如所理解的，延迟单元 30能够设置于比较器12和功率驱动13之间，或者设置于输出反馈以及高位晶体管Ql和低位晶体管Q2的中点之间。本领域技术人员应能理解，延迟单元30应将输入PWM信号的周期或开关输出信号的周期作为其控制参数之一或输入参数之一。参考上述结合图2和图3 所描述的数字放大电路1的实施例，依靠延迟单元3，能够消除数字放大电路1的开关输出信号的不期望的倒相，且音频放大电路能够工作得更加稳定。在本公开的另一个实施例中，音频放大电路100还包括延迟单元30，用于将开关输出信号延迟一段超过T/[2+(|ii| + |I2|)/(|I2卜|11|)]的时间，其中T为所述开关输出信号的周期，Il为所述负反馈D类放大单元10的输入电流，而12为所述负反馈D类放大单元的反馈电流10。本领域技术人员应能理解，延迟单元30应将常数幅度输入信号的周期或开关输出信号的周期作为其控制参数之一或输入参数之一。在此情况下，有利地，该实施例中避免了不期望的倒相。图4所示的实施例涉及包括具有半桥结构的负反馈D类放大单元10的音频放大电路100。在本公开的一些其他实施例中，音频放大电路100的负反馈D类放大单元10包括全桥结构。在本公开的又一些其他实施例中，音频放大电路100的负反馈D类放大单元 10包括多通道结构。图5示出了根据一个实施例的放大数字信号的方法的流程图。该方法包括两个步骤Sl禾口 S2。在步骤S2中，一个负反馈D类放大单元接收到常数幅度输入信号，并生成开关输出信号。如所理解的，步骤S2能够由前面所描述的负反馈D类放大单元10来执行。在步骤Sl中，所述常数幅度输入信号的幅度被变化到正比于所述负反馈D类放大单元的开关输出信号的峰间幅度的值。如所理解的，步骤Sl能够由前面描述的电平移位器20来执行。如此，开关输出信号的占空比正比于常数幅度输入信号的占空比，由占空比所承载的模拟信号能够被无失真地再生。在放大数字信号的方法的一个实施例中，在步骤Sl中，所述常数幅度输入信号的幅度被变化为大约等于所述开关输出信号的峰间幅度与所述负反馈D类放大单元的电压增益的比值。参考上述结合图1至图3所描述的放大电路1的实施例，如此，所述开关输出信号的占空比等于所述常数幅度输入信号的占空比，实现了输入输出全比例占空比范围。在放大数字信号的方法的一个实施例中，所述常数幅度输入信号和开关输出信号均为PWM信号。如所理解的，该方法很可能用于音频信号放大处理。在本公开的一个实施例中，放大数字信号的方法还包括步骤将所述开关输出信号延迟一段所述常数幅度输入信号周期的3%至8%的时间。如所理解的，该延迟步骤能够由前述的延迟单元30来执行。在常数幅度输入信号和开关输出信号均为PWM信号的情形下，延迟单元30的延迟时间为输入PWM信号周期的3 %至8 %。在常数幅度输入信号和开关输出信号均为具有可变周期的方波信号的情形下，延迟单元30的延迟时间可以是输入方波信号的最小周期的3%至8%。如此，则能够消除开关输出信号的不期望的毛刺，且负反馈D类放大单元能够工作得更加稳定。在本公开中，为示范目的，电路实施例的运作参照方法实施例描述。然而，应该理解本公开中电路的运作和方法的实现互相独立。也就是说，所公开的电路实施例可以依照其他方法运作，所公开的方法实施例可以通过其他电路实现。本领域技术人员还将容易地理解的是，材料和方法可以变化，同时仍然处于本发明的范围之内。还应理解的是，除了用来示出实施方式的具体上下文之外，本发明提供了多种可应用的创造性构思。因此，所附权利要求意在将这些过程、机器、制品、组合物、装置、方法或者步骤包括在其范围之内。
权利要求
1.一种放大电路，包括放大单元，用于接收一个常数幅度输入信号并产生一个开关输出信号；电平移位器，用于将所述常数幅度输入信号变化到一个移位幅度，所述移位幅度正比于所述开关输出信号的峰间幅度。
2.根据权利要求1所述的放大电路，其中所述常数幅度输入信号和开关输出信号均为 PWM信号。
3.根据权利要求1所述的放大电路，其中所述放大单元为负反馈D类放大器结构，且所述电平移位器的电压增益配置为大约等于所述开关输出信号的峰间幅度与所述常数幅度输入信号的幅度以及所述负反馈D类放大单元的电压增益的乘积之间的比值。
4.根据权利要求3所述的放大电路，其中所述负反馈D类放大单元包括一级积分器。
5.根据权利要求3所述的放大电路，其中所述负反馈D类放大单元包括二级积分器。
6.根据权利要求3所述的放大电路，还包括延迟单元，用于将所述开关输出信号延迟一段大约为所述常数幅度输入信号周期的3%至8%的时间。
7.根据权利要求6所述的放大电路，其中所述延迟时间大约为所述常数幅度输入信号周期的4%至6%。
8.根据权利要求3所述的放大电路，还包括延迟单元，用于将所述开关输出信号延迟一段超过T/[2+(| Il 1 + 112 1)/(112 H Il I)]的时间，其中T为所述开关输出信号的周期，Il 为所述负反馈D类放大单元的输入电流，而12为所述负反馈D类放大单元的反馈电流。
9.根据权利要求3至8中任一项所述的放大电路，其中所述负反馈D类放大单元包括全桥。
10.一种音频放大电路，包括PWM调节器，用于将模拟音频信号变换为PWM信号；数字放大电路，包括负反馈D类放大单元，用于接收所述PWM信号并产生开关输出信号；电平移位器，用于将所述PWM信号变化到一个移位幅度，所述移位幅度正比于所述开关输出信号的峰间幅度；低通滤波器，用于过滤所述开关输出信号以输出再生的模拟音频信号。
11.根据权利要求10所述的音频放大电路，其中所述电平移位器的电压增益配置为大约等于所述开关输出信号的峰间幅度与所述常数幅度输入信号的幅度以及所述负反馈D 类放大单元的电压增益的乘积之间的比值。
12.根据权利要求11所述的音频放大电路，还包括延迟单元，用于将所述开关输出信号延迟一段大约为所述PWM信号周期的3 %至8 %的时间。
13.根据权利要求11所述的音频放大电路，还包括延迟单元，用于将所述开关输出信号延迟一段超过T/[2+(| Il 1 + 112 1)/(112卜I Il I)]的时间，其中T为所述开关输出信号的周期，Il为所述负反馈D类放大单元的输入电流，而12为所述负反馈D类放大单元的反馈电流。
14.根据权利要求11所述的音频放大电路，其中所述负反馈D类放大单元包括全桥。
15.一种方法，包括由负反馈D类放大单元接收常数幅度输入信号并产生开关输出信号；将所述常数幅度输入信号的幅度变化到正比于所述开关输出信号的峰间幅度的值。
16.根据权利要求15所述的方法，其中所述常数幅度输入信号和开关输出信号均为 PWM信号。
17.根据权利要求15所述的方法，其中所述常数幅度输入信号的幅度被变化大约等于所述开关输出信号的峰间幅度与所述负反馈D类放大单元的电压增益的比值。
18.根据权利要求17所述的方法，还包括将所述开关输出信号延迟一段大约为所述常数幅度输入信号周期的3%至8%的时间。
全文摘要
本公开提供了放大信号的电路及方法。一个放大电路包括放大单元，用于接收一个常数幅度输入信号并产生一个开关输出信号；电平移位器，用于将所述常数幅度输入信号变化到一个移位幅度，该移位幅度正比于所述开关输出信号的峰间幅度。该放大电路实现了输入输出全比例占空比范围。
文档编号H03F1/42GK102545800SQ20101062473
公开日2012年7月4日 申请日期2010年12月29日 优先权日2010年12月29日
发明者刘启宇 申请人:意法半导体研发(深圳)有限公司