专利名称：混频器、混频器系统和方法
技术领域：
本发明的实施例提供了一种混频器，其例如可在接收器中使用以用于同时接收两个不同频带。进一步的实施例提供了包括多个这种混频器的混频器系统。
背景技术：
在用于接收两个不同频带的典型混频器中，混频(混合频率)fs以如下方式选择fs ^ (f1+f2)/2,(I)其中是要接收的第一信号的中心频率，以及f2是要接收的第二信号的中心频 率。在这种情况下，中频fIF如下fIF ^ frf21 /2 (2)以及带宽Bif如下Bif = max (B1, B2)，(3)其中B1是要接收的第一信号的带宽，以及B2是要接收的第二信号的带宽。这使得(对于单降频混频器而言)信号的所需带宽最小。一方面，在采样混频器的情形下，容易实现低通滤波器，而另一方面，该低通滤波器必须允许中频fIF通过。这对滤波器性能来说将是不利的(例如抑止频带内的衰减)。另外，在采样混频器中，采样混频器的IIR滤波器的阶数通常被限制为一，从而在给定带宽下，就滤波器设计而言，没有自由度。总之，在采样接收器中，通常在采样混频器后面使用低通滤波的电容，以防止在随后的抽取过程中产生混淆。如果要利用一个单降频(下混频)操作来同时接收两个频带，则通常将中频置于这两个频带的中间。
发明内容
一个实施例可具有混频器，其配置成以预定的振荡器频率对接收的输入信号进行采样，以便以预定的极性切换频率切换该被采样的输入信号的极性。根据另一实施例，混频器系统可具有多个混频器，每个混频器配置为以预定的振荡器频率对接收的输入信号进行采样，并且以预定的极性切换频率切换该被采样的输入信号的极性；时钟供应部件(clock provision means),用于向所述多个混频器中的每个混频器提供具有预定的振荡器频率的振荡器信号和具有预定的极性切换频率的极性切换信号；其中，用于不同混频器的振荡器信号相对于彼此在相位上偏移；并且其中，用于不同混频器的极性切换信号相对于彼此在相位上偏移。根据另一实施例，一种方法可具有下列步骤以预定的振荡器频率对接收的输入信号进行采样；以及以预定的极性切换频率切换该被采样的输入信号的极性。根据另一实施例，一种混频器可具有采样级，其配置成以预定的振荡器频率对接收的输入信号进行采样以得到被采样的输入信号；和极性开关，其配置成以预定的极性切换频率切换该被采样的输入信号的极性。
根据另一实施例，一种混频器可具有采样级，其配置成以所施加的振荡器信号的预定的振荡器频率对接收的输入信号进行采样，以及当振荡器信号存在于采样级的第一振荡器信号输入处时，在采样期间关于接收的输入信号维持被采样的输入信号的极性，和在振荡器信号存在于采样级的第二振荡器信号输入处时，在采样期间关于接收的输入信号切换该被采样的输入信号的极性；和切换信号供给器，其配置成在采样级的第一振荡器信号输入和采样级的第二振荡器信号输入处，交替地施加具有预定的极性切换频率的振荡器信号。实施例提供了一种混频器，其配置成以预定的振荡器频率对接收的输入信号进行采样，以便以预定的极性切换频率切换该被采样的信号的极性。进一步的实施例提供了一种混频器系统，其包括多个混频器，每个混频器配置成以预定的振荡器频率对接收的输入信号进行采样和以预定的极性切换频率切换该被被采样的输入信号的极性。另外，该混频器系统包括时钟供应部件，其配置成向所述多个混频器中的每个混频器提供具有预定的振荡器频率的振荡器信号和具有预定的极性切换频率的 极性切换信号。用于不同混频器的振荡器信号相对于彼此在相位上偏移，并且用于不同混频器的极性切换信号也相对于彼此在相位上偏移。
随后参考附图详细描述本发明的实施例，附图中图I示出了根据实施例的混频器的框图；图2a示出了根据实施例的示于图I的混频器的可能实现方式的示意表示；图2b示出了根据进一步的实施例的示于图I的混频器的进一步的可能实现方式的示意表示；图2c示出了用于解释图2a和2b所示混频器的三个示图；图3a示出了描述全球卫星导航系统的各种频带以及其相关的中心频率和带宽的表格；图3b示出了表示一阶IIR滤波器的滤波传输函数的示图，该滤波器具有222MHz的带宽；图3c示出了用于从两个不同频带同时接收两个信号的示例式频率方案；图3d示出了替代图3b所示的滤波器的可以在根据实施例的混频器中使用的具有60MHz的带宽的一阶IIR滤波器的传输函数；图4a示出图2a所示的混频器的在电路系统方面的可能实现方式的等效电路图；图4b示出图2b所示的混频器的在电路系统方面的可能实现方式的等效电路图；图5a示出了根据进一步的实施例的混频器系统的框图；图5b示出了在使用图2a所示的混频器时，图5a所示的混频器系统的可能实施方式的框图；图5c示出了图5b所示的混频器系统中的单独混频器的可能布线，以实现镜像频率抑制和频带分离；图6a示出了图5c所示的混频器系统的传输行为；图6b示出了图5c所示的混频器系统的镜像频率抑制行为；和
图7示出了根据实施例的方法的流程图。
具体实施例方式在下面参考附图详细描述本发明实施例以前，需要声明的是，相同元件或具有相同功能的元件被提供有相同的附图标记，且应省略所述元件的重复性描述。因此，提供有相同附图标记的元件的描述是能够互换的。图I示出了根据实施例的混频器100的框图。混频器100配置成以预定的振荡器频率对接收的输入信号101进行采样，并以预定的极性切换频率切换该被采样的输入信号103的极性。由于以极性切换频率对被采样的输入信号103的极性进行了附加切换，所以在同时接收输入信号101中(处于不同中心频率的)两个信号后，可以自由地为所述两个信号的每一个选择中频。换句话说，在其对第一信号降频的频率可以任意地选择为在其对 第二信号降频的任何频率。这使得能够选择混频器100的低通滤波器，所述滤波器与其中两个信号在同一频率处被降频的系统的情况相比，具有明显降低的带宽。在这样的低通滤波器的较小带宽的情况下，与具有较大带宽的低通滤波器相比，可以在滤波器的抑止频带内获得明显增加的衰减。以恒定周期和/或以预定的极性切换频率对被采样的输入信号103的极性进行切换充当第二降频操作，其明显地降低了中频(IF)。结果，对于被采样的输入信号103的后续低通滤波而言可以实现明显减小的带宽，以及因此使得采用在抑止频带内具有更高衰减的滤波器成为可能。在时域中，可以认为以极性切换频率切换极性是与没有任何直流分量且具有切换频率的方波信号的乘积，以及因此在频率范围内可以被认为是与采样的Sin(χ)/χ的卷积。可以选择振荡器频率和极性切换频率f ，以使得振荡器频率和切换频率之和接近第二信号的频率范围，以及使得预定的振荡器频率极性切换频率f 之间的正差接近第一信号的频率范围。根据一个实施例，可以选择振荡器频率和极性切换频率fra，以使得它们之和与第二信号的中心频率相对应，以及它们的正差与第一信号的中心频率相对应。然后可以根据这两个信号中具有较大带宽的那个信号的带宽，来选择这种混频器的滤波器的带宽，而且它不需要覆盖从第一信号的频率范围的下限至第二信号的频率范围的上限的全部范围。根据进一步的实施例，也可以选择振荡器频率和极性切换频率fP%之和以及二者之间的正差，以使得它们以预定的范围偏离其中一个信号的中心频率。例如，可以选择振荡器频率和极性切换频率fra，以使得二者之和从第二信号的中心频率最多偏离±25%、±10%、或±5%，和/或使得它们的正差从第一信号的中心频率最多偏离±25%、± 10%或 ±5%。根据一些实施例，预定的振荡器频率可以选择为不同于预定的极性切换频率
丄 POL O根据进一步的实施例，振荡器频率可以选择为是极性切换频率的倍数或整数倍数。
输入信号101可以是模拟信号，例如接收并放大的天线信号，该信号在混频器100的帮助下被直接采样，而不需要任何额外的降频。换句话说，在图I中示出的混频器100的架构特征在于，在采样操作之前没有模拟的降频，这使得能够简单实现对被采样的输入信号103的极性切换，例如使用单个开关实现。例如作为第二混频的极性切换的优点是它在离散的时间进行，以及因此对时间精度的要求变得要宽松得多。根据进一步的实施例，混频器100可以配置成，在混频器的接收输入信号101的输入105与混频器的提供被采样的输入信号103的输出107彼此去耦的时间点处，对被采样的输入信号103的极性进行切换。已经发现的是，在混频器中，混频器的输出107并非恒定地与混频器的输入105相耦合，例如在混频器100的采样开关断开时的相位(phase)中就是如此。在混频器100中，所述相位可用于切换被采样的输入信号103的极性。在输出107与输入105去耦时，切换被采样的输入信号103的极性可以实现使混频器100的信号传输行为不受影响。这实现·了具有非常宽松的相位噪声需求的准数字第二振荡器。根据进一步的实施例，通过将混频器100的输入105与输出107耦合以及去耦来以振荡器频率对输入信号105进行采样可以以振荡器频率实现。换句话说，混频器100可以配置为在采样期间，在第一状态下耦合混频器的输入105至混频器的输出107，以及在第二状态下使混频器的输入105与混频器的输出107去耦。例如，可以借助于输入105和输出107之间的采样开关实现对输入信号105的采样，该采样开关以振荡器频率断开以及闭合。因此，混频器100可以配置为以振荡器频率在第一状态和第二状态之间切换。另外，利用极性开关可以实现以预定的极性切换频率fP%切换被采样的输入信号103的极性；在极性开关的第一状态，与输入信号101相比，维持被采样的输入信号103的极性，以及在所述极性开关的第二状态，与输入信号101相比，反转被采样的输入信号103的极性。可以以预定的极性切换频率fPOL实现所述两个状态之间的切换。特别地，当用于米样输入信号101的米样开关断开时(即处于其中输入105与输出107去稱的第二状态),可以实现所述极性开关的从第一状态至第二状态的切换。根据本申请，在其两端之间存在高阻抗连接时，即当开关的可开关路径为高阻抗状态时，开关断开。此外，当其两端之间存在低阻抗连接时，即当开关的开关路径为低阻抗状态时，开关闭合。换句话说，根据一些实施例，混频器100可以包括用于对输入信号101进行采样的第一开关(例如采样开关)，和用于切换该被采样的输入信号103的极性的第二开关(例如极性开关)。在框图中，图2a示出图I所示的混频器100的第一可能实施方式。图2a所示实施方式的特征在于，它包括混频器级201，该混频器级201具有用于以振荡器频率 ·ω对输入信号101进行采样的第一开关203 (也称为采样开关)、以及用于以极性切换频率切换被采样的输入信号的极性的第二开关205 (也称为极性开关或双极混频器)。因此，图2a所示的实施例通过在采样开关203 (也称为采样器)之后的附加极性开关205扩展了所谓的单降频混频器。根据一些实施例，可以基于振荡器频率(例如依赖于相同)选择极性切换频率fm。例如，可以采用所谓的NCO(数控振荡器)213基于振荡器频率U生成极性切换频率fP『这使得能够在同时接收输入信号101中的具有不同频带的两个信号后，可以自由选择每个频带的中频。换句话说，如果使用NC0213来控制极性开关205，那么将有效地分离对输入信号101的降频操作(以及因此的用于降频的总LO信号)，这使得能够为每个频带自由选择中频。如图2a所示，混频器级201被配置为接收输入信号101和提供被采样的输入信号103。另外，混频器100可包括振荡器电路207，其配置为向混频器级201提供具有振荡器频率fP%的振荡器信号209和具有极性切换频率的极性切换信号211。混频器级201基于振荡器信号209和极性切换信号211提供被米样的输入信号103。例如,振荡器信号209可形成用于采样开关203的控制信号，以及极性切换信号211可形成用于极性开关205的控制信号。根据进一步的实施例，振荡器信号209的极性保持恒定，即不被切换。如已经描述的，可配置振荡器电路207以根据振荡器信号209提供极性切换信号 211。例如，可以配置振荡器电路207，以在振荡器信号209和极性切换信号211之间保持恒定的相位关系。根据进一步的实施例，振荡器电路207可以配置成以这样的方式提供振荡器信号209和极性切换信号211，S卩，仅在振荡器信号209具有预定状态的时间点处，才发生极性切换信号211的状态改变。换句话说，可以配置混频器100以使得仅在采样开关203在预定(恒定)状态时，极性开关205才改变它的状态。通过这种方式，可以实现混频器100的信号传输特性不被极性开关205的切换损坏。例如，混频器级207可以配置成以这样的方式提供极性切换信号211和振荡器信号209，即，在振荡器信号209的预定状态(在其期间，极性切换信号211的状态改变发生)下，混频器100的输入105与混频器100的输出107去耦。换句话说，可以配置混频器100以便仅在采样开关203断开(即，当采样开关203的可开关路径为高阻抗状态)时，才发生极性开关205的状态改变。正如已提到的，振荡器电路207可包括数控振荡器213以根据振荡器信号209提供极性切换信号211。例如，振荡器电路207可以配置为以这样的方式提供极性切换信号211和振荡器信号209，即，振荡器频率 ·ω为极性切换频率的倍数或整数倍数。如上面已经解释的，因为在混频器100中，采样操作之前不发生模拟降频，所以振荡器信号209和极性切换信号211可以是数字信号，该数字信号可以通过特别简单的方式生成(具有恒定的相互相位关系)。所述数字信号只用作开关203、205的控制信号，利用开关203、205执行对输入信号101的实际降频操作。根据进一步的实施例，振荡器电路207也可包括用来产生极性切换信号211的不同实现方式而不是数控振荡器213,例如同时使用整数除数(integer divisor)。根据进一步的实施例，混频器100可包括电容网络215，其例如用于保持被采样的输入信号103。电容网络215可以与在其提供被采样的输入信号103的混频器级201的输出217相耦合。进一步地，电容网络215可与混频器100的输出107相耦合。电容网络215可包括永久与混频器级201耦合的电容219 (也称为Ch)。由于存在永久与混频器级201耦合的电容219，所以混频器100充当HR(无限脉冲响应)滤波器。所述滤波器的阶数被限为一，结果在给定带宽下设计滤波器时没有自由度。当使用单个降频混频器从两个频带接收两个信号时，必须选择电容C0以使得IIR滤波器允许所述两个信号的频带之间的中频以及这两个信号本身通过。这通常导致IIR滤波器的带宽非常宽，以及因此导致差的滤波器性能(例如抑止频带内差的衰减)。实施例通过以下方式避免了这一问题附加地以极性切换频率fP%对被采样的输入信号103的极性进行切换，从而可以自由地为每一个频带选择中频，并且因此由电容Ch形成的IIR滤波器的带宽可以选择为明显更小，这样的结果是滤波器性能得到明显改善(例如在抑止频带内的更高衰减)。以下参考图2c给出进一步理解这一原理的例子。另外，电容网络215可包括可开关地耦合至混频器级201的第一电容221 (也称为Cki)，以及可开关地耦合至混频器级201的第二电容223 (也称为Ck2)，这两个可开关电容221,223可交替开关，以便可以通过例如使用后续级的连接的模拟/数字转换器，来读出所述电容上的电荷以及因此输入信号103。 换句话说，第一可开关电容和第二可开关电容223可以连接成彼此互补，从而在其中第一可开关电容221与混频器级201耦合的第一相中，第二可开关电容223与混频器级201去耦，以及在其中第一可开关电容221与混频器级201去耦的第二相中，第二可开关电容223与混频器级201耦合。根据进一步的实施例，可以配置混频器100，使得仅在输入105与输出107去耦时，才实现第一可开关电容221和第二可开关电容223的开关。例如，当采样开关203断开以及因此混频器100的输入105与混频器100的输出107去耦时，可以实现电容221、223的开关。由于利用混频器级201采样输入信号101，所以电容网络215的电容与混频器100的输入105不是永久连接，这导致可以开关极性开关 215而不影响混频器100的信号传递特性的时间点。这实现了具有非常宽松的相位噪声需求的准数字第二振荡器。如图2a所示，混频器100可与跨导放大器(TDA) 225相耦合。所述跨导放大器225可将输入电压(例如从上游放大器(如LNA-低噪声放大器)、或从天线或从天线网络接收的输入电压)转换为用于给电容网络215的电容充电的电流。因此，输入信号101可以为电流信号。根据进一步的实施例，混频器100可包括混频器级，在该混频器级中，不是在对输入信号101的采样之后进行对被采样的输入信号103的极性切换，而是与之并发进行。这一概念示意性地在图2b示出。根据进一步的实施例，也可在采样之前进行极性切换。图2b所示的混频器100的实施方式与图2a所示实施方式的不同在于图2b所示实施例的混频器级201’不是在对输入信号101进行采样之后切换输入信号101的极性，而是在对输入信号101的采样期间进行。这通过混频器级201’的三个可能切换状态进行示意性描述。第一切换状态(用a+表示)表示混频器级201’的采样开关闭合，即，混频器100的输入105与混频器的输出107相稱合,且关于输入信号101维持被米样的输入信号103的极性。第二切换状态(用O表示)表示混频器级201’的采样开关断开，即，输入105与输出107去耦。混频器级201’的第三切换状态(用a-表示)表示输入105与输出107耦合，且关于输入信号101反转被米样的输入信号103的极性。混频器级201配置成在第一模式下以振荡器频率在第一状态和第二状态之间切换，以及在第二模式下以振荡器频率在第二状态和第三状态之间切换。另外，混频器级201’配置成以极性切换频率在第一模式和第二模式之间切换。通过振荡器信号209和极性切换信号211对混频器级201’进行控制，可以类似于图2a所示实施例中对混频器状态201的控制而实现。因此，振荡器电路207可以与图2a所示的振荡器电路207相同，并且还可具有另外提到的可选功能。电容网络215也是如此。下面结合附图2c通过使用例子对混频器100的功能进行更详细说明。图2c示出两个图；第一图举例说明了输入信号101，其包括两个具有不同频带的单独信号。在第二图中，在用采样开关203进行采样之后示出输入信号(第二图示出的这个中间信号并不以此方式存在于图2b所示实施例的混频器级201’中，因为在这里，极性切换与采样一起进行)。第三图示出(例如在混频器级201、201’的输出217处)在极性切换之后的被采样的输入信号103的频率范围。在图2c所示的例子中，如已描述的，要接收两个信号。在这个例子中，它们被混频成具有相同的中频(fP0L)。因此，对于第一混频过程(从步骤I至步骤2)没有示出镜像频带(mirror band)。在第一降频之后，两个信号都位于相对高的中频，这导致高的低通带宽。正如已描述的，在采样接收器中，低通滤波器是最容易实施的用于所述早期阶段的那个滤波器类型。在步骤2和步骤3之间，进行进一步的降频，以降低低通带宽。所述第二混频过程在中频(fP0L)的区域内进行。因此，所述第二降频过程与被采样的输入信号的极性切换相对应。由于采样，信号是时间离散的，如第二图中那样。因此，频谱是对称镜像而且重复的(参见数字重复轴)。另外，第二降频会在最终信号频带中生成额外的镜像频带。从图2c清楚看出，由于双重降频，混频器的低通带宽可以选择为明显更小，这导致增强的滤波器性能。正如已描述的，通过简单地切换被采样的输入信号103的极性，实现了这种第二降频。以下将参考图3a_3d示出同时接收两个不同频带的例子。在不远的未来，除了 GPS (全球定位系统)之外，可替换的全球导航卫星系统(例如Galileo、Glonass和Compass)将是可用的。此外,将传输新的免费民用信号。卫星系统接收器中的第二频带显著地改进了位置探测的准确度，原因在于所述附加频带可用来减少或消除电离层误差(这是在位置数据的计算中的主要误差)。在表格中，图3a示出各个导航系统的频带及它们的中心频率和它们的带宽。例如，如果要同时对LI和L5频带进行降频，混频可以选择为例如1386. 165MHz。在这种情况下，HR滤波器的所需带宽将约为222MHz，其导致7. 5dB的不充足的最大衰减。
在该上下文中，图3b示出了具有222MHz带宽的这种一阶IIR滤波器的传输函数。因而，实施例以极性切换频率fP%进行第二降频操作，以分离总的降频。该附加的降频可以导致那个谐波的结果，特别是在fw+/_3 · 处。因此，根据实施例，可以选择振荡器频率和极性切换频率fi，由于典型全球导航系统的非常低的功率，没有强干扰落入频带内。图3c示出了在1386. 165MHz的振荡器频率以及231. 028MHz的极性切换频率下、用于接收LI频带和L5频带的可接受的频率组合。从图3b中清楚地看出，选择频率方案使得没有干扰落入频带中，换句话说，选择振荡器频率U和极性切换频率f ，使得在fL0+/-n · fp0L附近的给定带宽内没有干扰，其中η为奇自然数。换句话说，根据实施例的混频器可以配置成接收具有第一频率范围(例如1166. 22ΜΗζ-1186. 68MHz)和第一中心频率(例如1176.45MHz)的第一数据信号(例如L5数据信号)，以及具有第二频率范围(例如从1559. 05MHz至1591. 79MHz)和第二中心频率(例如1575. 42MHz)的第二数据信号(例如Galileo LI数据信号)。该第一和第二数据信号包含在混频器的输入信号中。第二中心频率高于第一中心频率。可对混频器的电容网络的电容进行选择，使得对于被采样的输入信号而言由该电容产生的滤波器的通过带宽(图3c中由虚线所示)小于第一频率范围的下限与第二频率范围的上限之间的差的量。换句话说，可以将滤波器的滤波器带宽选择为窄于一并考虑的要接收的这两个信号的带宽。
另外，可选择振荡器频率和极性切换频率fPa,以使得第一频率范围位于振荡器频率和极性切换频率匕1之间的正差(IfuTfpaI)附近的预定频率范围(由滤波器的滤波器带宽限定)之内，以及第二频率范围位于振荡器频率匕和极性切换频率fi之和(fLo+fpoL)附近的预定频率范围(其带宽与振荡器频率和极性切换频率之间的正差附近的预定频率范围的带宽相等)之内。由于因被采样的输入信号103的极性切换而导致的第二降频，图3c中的最终信号的带宽降低至约50MHz。因此，混频器的滤波器也可以具有60MHz的较小带宽；如图3d所示，这带来IOdB的IIR衰减的优点。可以仅轻微修改现有的采样混频器以在实施例中实现极性切换。例如，为了实现这种双极混频操作，可以以极性切换频率对采样混频器的差分输出节点进行反相。所述反相可以在切换象限(switching quad)中直接实现。图4a示出了图2a中示出的混频器级201在电路系统方面的可能实现，其中顺序地(即一个接一个)执行对输入信号101的米样和对被米样的输入信号103的极性切换。图4a所示的混频器级201在电路系统方面的实施方式被配置为作为差分输入信号接收输入信号101，这使得能够简单地通过交换差分节点(使用极性开关205)来切换输入信号101的极性。采样开关203可以包括第一采样晶体管401a和第二采样晶体管401b。第一采样晶体管401a的可开关路径可以连接在混频器级201的第一输入节点105a和极性开关205的第一输入节点403a之间。第二采样晶体管401b的可开关路径可以连接在混频器级201的第二输入节点105b和极性开关205的输入节点403b之间。这两个采样晶体管401a、401b的控制终端可以与提供振荡器信号209的混频器级201的振荡器信号输入405相耦合。因而，可以控制该两个采样晶体管401a、401b以使得它们将同时将它们的可开关路径设定为低电阻状态或高电阻状态，以便执行对差分输入信号101的采样。极性开关205可包括第一非反相晶体管(non-inverting transistor) 407a和第二非反相晶体管407b。第一非反相晶体管407a的可开关路径耦合在极性开关205的第一输入节点403a和混频器级201的第一输出节点217之间。第二非反相晶体管407b的可开关路径耦合在极性开关205的第二输入节点403b和混频器级201的第二输出节点217b之间。这两个非反相晶体管407a、407b的控制输入可以耦合到极性开关205(和混频器级201)的第一极性切换信号输入409a，在该处例如以非反相的版本提供极性切换信号211。非反相晶体管407a和407b被连线为使得在它们的低电阻状态下，它们允许输入信号101经过极性开关205,而没有关于输入信号101反转被米样的输入信号103的极性。另外，极性开关205可包括第一反相晶体管411a和第二反相晶体管411b。第一反相晶体管411a的可开关路径可连接在极性开关205的第一输入节点403a和混频器级201的第二输出节点217b之间。第二反相晶体管411b的可开关路径可连接在极性开关205的第二输入节点403b和混频器级201的第一输出节点217a之间。这两个反相晶体管411a、411b的控制终端可耦合到极性开关205 (和混频器级201)的第二极性切换信号输入40%，在该处极性切换信号211例如以反相版本存在。这两个反相晶体管411a、411b被连线为使得在它们的可开关路径的低电阻状态下，它们将关于输入信号101反转被采样的输入信号103的极性。如从图4a清楚可见的，以相对于反相晶体管411a、411b而言颠倒的方式控制非反 相晶体管407a、407b，以便在极性开关205的第一状态中，非反相晶体管407a、407b处于其传导状态，而反相晶体管41 la、41 Ib处于其非传导状态。在极性开关205的该第一状态中，因此关于输入信号101维持被采样的输入信号103的极性。在极性开关205的第二状态中，非反相晶体管407a、407b处于其非传导状态，而反相晶体管411a、411b处于其传导状态，以便在该第二状态中，关于输入信号101反转被采样的输入信号103的极性。当采样晶体管401a、401b处于它们的非传导状态，即当混频器级201的输入105与混频器201的输出217去耦时，可以发生极性开关205的该状态的切换。如从图4a清楚可见的，在反相器的帮助下，可以简单地生成极性切换信号211的反相版本。根据进一步的实施例，振荡器电路207也可以为混频器级201提供已经处于反相和非反相版本的极性切换信号211。总之，图4a示出了根据实施例的混频器的混频器级201，该混频器级201包括采样级203，其配置为以预定的振荡器频率对接收的输入信号105进行采样以获得被采样的输入信号103。另外，混频器级201还包括极性开关205，其配置为以预定的极性切换频率fpm切换被米样的输入信号103的极性。图4b出了图2b所示实施例的混频器级201’在电路系统方面的可能实现方式。图4b所示的混频器级201’与图4a所示的混频器级201的不同在于输入信号101的采样并不与被采样的输入信号103的极性切换分开地实现，而是采样已经基于振荡器信号209和极性切换信号211。为此目的，与混频器级201相类似，混频器级201’包括第一非反相晶体管407a和第二非反相晶体管407b。第一非反相晶体管407a的可开关路径连接在混频器级201’的第一输入节点105a和混频器级201’的第一输出节点217a之间。第二非反相晶体管407b的可开关路径连接在混频器级201’的第二输入节点105b和混频器级201’的第二输出节点217b之间。另外，与混频器级201类似地，混频器级201’包括第一反相晶体管411a和第二反相晶体管411b。第一反相晶体管411a的可开关路径连接在混频器级201’的第一输入节点105a和混频器级201’的第二输出节点217b之间。第二反相晶体管411b的可开关路径连接在混频器级201’的第二输入节点105b和混频器级201’的第一输出节点217a之间。
因此，混频器级201’中晶体管407a、407b、411a和411b的布线类似于混频器级201中晶体管407a、407b、411a、411b的连接布线。因而在混频器级201’中，通过与混频器级201类似的方式实现被采样的输入信号103的极性切换。此外，混频器级201’包括切换信号供给器413，其被配置成在非反相晶体管407a、407b的控制输入和反相晶体管411a、411b的控制输入处，交替提供具有预定的极性切换频率fP%的振荡器信号。为此，非反相晶体管407a、407b的控制输入可耦合至切换信号供给器413的第一输出414a，以及反相晶体管411a、411b的控制输入可耦合至切换信号供给器413的第二输出414b。切换信号供给器413可以是多路复用器413，例如，其在数据输入415接收振荡器信号209，以及在选择输入417接收极性切换信号211。因此，根据极性切换信号211的状态，多路复用器413可以在其第一输出414a处并因此在非反相晶体管407a、407b的控制输入处提供振荡器信号415，或者在第其二输出414b并因此在反相晶体管411a、411b的控制输入处提供振荡器信号415。
因此，与图4a所示的实施例不同，具有振荡器频率的信号而非具有极性切换频率的信号将存在于晶体管407a、407b、411a、411b的控制输入处。因此，通过使用晶体管407a、407b、411a、411b直接实现对输入信号101的采样。因此，可以将晶体管407a、407b、411a、411b总地称作是混频器级201’的采样级，其配置成以所施加的振荡器信号209的预定的振荡器频率对接收的输入信号105进行采样；以及当振荡器信号209存在于采样级的第一振荡器信号输入(以及因此非反相晶体管407a、407b的控制输入)处时，在采样期间关于接收的输入信号101维持被采样的输入信号103的极性；以及，在振荡器信号209存在于采样级的第二振荡器信号输入(以及因此反相晶体管411a、411b的控制终端)处时，在米样期间关于接收的输入信号105切换该被米样的输入信号103的极性。切换信号供给器413配置成在采样级的第一振荡器信号输入和采样级的第二振荡器信号输入处，交替地施加具有预定的极性切换频率的振荡器信号209。图4b所示的混频器电路相比图4a所示的混频器电路具有这样的优点只有一个晶体管位于输入信号101的信号路径中，而在图4a所示的实施方式中，两个晶体管(一个采样级203的晶体管和一个极性开关205的晶体管)位于该信号路径中。如果在图4a中，与没有极性混频的情况相比，要保持有效路径电阻恒定，那么所需要的表面积可能增大。另夕卜，寄生电容增大。通过图4b所示的实施方式，可以避免这一可能产生的问题。图4a所示的实施方式相比图4b所示的实施方式具有这样的优点在(用于振荡器信号209的)LO路径中，不存在将增加相位噪声的附加电路。因为混频器级(或混频器)之后的被采样的输入信号103的占空比仅为50%，所以可以把空闲(off)时间用于使第二时钟信号(极性切换信号)与振荡器信号209同步。这使得能够将准数字电路用于该第二时钟(例如，同时使用LO信号和/或振荡器信号209或数控振荡器的整数相除)。在许多应用情况中，可能有利的是执行镜像频率抑制(镜象干扰抑制)，以及将输入信号101中包含的若干频带分离开来。在这种情况下，可以采用如图5a所示的根据进一步的实施例的混频器系统。
为此，图5a示出了混频器系统500，其包括多个混频器100a_100n，η是任意自然数(例如4)。混频器IOOa-IOOn的每个配置为以预定的振荡器频率对接收的输入信号101进行采样，以及以预定 的极性切换频率fPW切换被采样的输入信号103a-103n的极性。另外，混频器系统500包括时钟供应部件501，其配置成给所述多个混频器IOOa-IOOn中的每一个混频器提供具有预定的振荡器频率的振荡器信号209a_209n和具有预定的极性切换频率的极性切换信号21 la-21 In。另外，时钟供应部件501配置为提供振荡器信号209a_209n，以使得用于所述多个混频器IOOa-IOOn中的不同混频器的振荡器信号相对于彼此在相位上偏移。另外，时钟供应部件501配置成为所述多个混频器IOOa-IOOn中的不同混频器提供极性切换信号，以使得它们相对于彼此在相位上偏移。借助于用于混频器IOOa-IOOn的振荡器信号209a_209n和极性切换信号211a-211n的所述相位偏移的供应，通过组合不同混频器IOOa-IOOn的被采样的输入信号103a-103n，可实现对镜像频率的抑制以及对输入信号101中包含的不同频带的分离二者。时钟供应部件501可提供振荡器信号209a_209n以使得它们全都含有相同的预定振荡器频率U。另外，时钟供应部件501可提供极性切换信号211a-211n以使得它们全都具有相同的极性切换频率fra。因为在混频器系统500中，采样之前没有模拟降频混频，并且因为可以作为数字信号提供振荡器信号209a-209n以及极性切换信号211a_211n，所以可以以高精度水平(例如具有恒定的相互相位关系)实现所述信号，据此可以高品质水平实现镜像频率抑制。根据进一步的实施例，时钟供应部件501可配置为向每个混频器IOOa-IOOn提供其振荡器信号209a-209n和其极性切换信号211a_211n，以使得仅在混频器的振荡器信号具有预定状态时，才发生混频器的极性切换信号的状态改变，在该预定状态中，混频器在其提供它的被采样的输入信号的混频器的输出与混频器在其接收输入信号的混频器的输入去耦。例如，时钟供应部件501可配置成，仅在其中一个混频器的相关的振荡器信号具有预定状态时才允许该混频器的极性切换信号的状态改变，在该预定状态中，混频器的输入与混频器的输出去耦，从而混频器的极性切换不会损坏混频器的信号传输特性。混频器IOOa-IOOn可与例如根据图I的混频器100相同，并且它们也可具有结合图2a至图4b所描述的附加的可选性质和/或扩展。图5b示出了用于镜像频率抑制的混频器系统500的可能的实施方式，其中η选择为等于4。混频器系统500的混频器IOOa-IOOd具有采样级201仅是象征性的。根据进一步的实施例，混频器IOOa-IOOd也可包括采样级201’，原因在于所述采样级的功能相同且只有内部实施方式不同。为了在混频器IOOa-IOOd中进行双重降频，每个混频器的每个相位都与每个其他相位组合以进行镜像频率抑制，这导致总共四个路径，即四个不同的被采样的输入信号103a_103d(也称为ql至q4)。为此，时钟供应部件501提供各个振荡器信号209a_209d以及各个极性切换信号211a_211d。在非采样结构(例如，具有模拟降频)中，由于相位必须匹配得非常好，所以实现这将是困难的(如果不是不可能)。然而，在实施例中，由于混频器输出与混频器输入去耦的时间，第二混频器(例如极性开关205)是准数字的。因此，可通过简单的方式，如在图5b中示出的时钟生成例子中示出的那样，生成第二降频(用于极性切换)所需的附加相位。为此，时钟供应部件501包括振荡器503，用以提供共享振荡器频率U的各个振荡器信号209a-209d。另外，时钟供应部件501包括数控振荡器213以及触发器(flipflop)505a-505d,以提供具有极性切换频率的极性切换信号211a_211d。由于利用了数控振荡器213，可以以非常高的精度生成极性切换信号211a-211d的相位。另外，可以提供极性切换信号211a-211d以使得振荡器频率是极性切换频率的倍数。连接在数控振荡器213和混频器IOOa-IOOd的极性切换信号输入之间的触发器505a_505d，用于保证仅在混频器IOOa-IOOd的相关振荡器信号209a-209d处于预定状态时，混频器IOOa-IOOd之一的极性切换信号21 la-21 Id的状态改变才将发生，在该预定状态中，混频器IOOa-IOOd的输入与混频器IOOa-IOOd的输出去耦。因此，触发器505a_505d可以是时钟脉冲边沿触发的触发器(例如在上升时钟脉冲边沿上)。例如，用于向第一混频器IOOa提供第一极性切换信号211a的第一触发器505a的控制信号可以被提供为使得所述控制信号相对于第一混频器IOOa的第一振荡器信号209a在相位上偏移，并进一步在振荡器信号209a具有这样一种状态(例如，零电平)(对于 该状态而言第一混频器IOOa的输入与第一混频器IOOa的输出分开)时，具有上升边沿。类似地，这应用于触发器505b_505d的控制信号。另外，第一振荡器信号209a和第二振荡器信号209b可以是相互补充的,从而交替地，第一混频器IOOa的输入和输出相互I禹合,或者第二混频器IOOb的输入和输出相互率禹合。类似地，也可以为第三混频器IOOc和第四混频器IOOd选择振荡器信号209a、209d。用于控制第三混频器IOOc的第三振荡器信号209c可以选择为相对于第一振荡器信号209a在相位上偏移(例如在相位上偏移90度)。用于第四混频器IOOd的第四振荡器信号209d可以选择为相对于用于第二混频器IOOb的第二振荡器信号209b在相位上偏移(例如在相位上偏移90度)。如图5b所示，混频器系统500可进一步包括第一跨导放大器225a，用以向混频器100a、IOOb提供输入信号101 ；以及第二跨阻抗放大器225b，用以向混频器100c、IOOd提供输入信号101。在混频器系统500的一个应用中，跨阻抗放大器225a和225b可以耦合或连接到例如上游级、或天线、或天线电路。已产生的四个被米样的输入信号103a_103d可以合并以用于镜像频率抑制和分离输入信号101中所存在的两个频带。例如，振荡器503可以是所谓的压控振荡器(VCO)。这种振荡器典型地已经在系统中存在，以产生LO信号(振荡器信号109)。图5c示出了用于镜像频率抑制和频带分离的混频器系统500的混频器IOOa-IOOd的可能的布线。为清晰起见，没有示出时钟供应部件501。除了图5b外，混频器IOOa-IOOd的电容网络也被示出。图5c所示的混频器IOOa-IOOd的布线使得能够在混频器系统500的第一输出节点507a处分接出在输入信号101中存在的第一信号,而在输入信号101中存在的第二信号可以在混频器系统500的第二输出节点507b处被分接出。为实现这一功能，第一混频器IOOa的混频器级的第一非反相输出509a耦合至它的电容网络和第三混频器IOOc的非反相输出509c。
第一混频器IOOa的混频器级的第二非反相输出511a耦合至第三混频器IOOc的反相输出511c和它的电容网络。第二混频器IOOb的混频器级的第一非反相输出50%耦合至它的电容网络和第四混频器IOOd的混频器级的非反相输出509d。第二混频器IOOb的混频器级的第二非反相输出511b耦合至第四混频器IOOc的混频器级的反相输出511d和它的电容网络。在混频器级的反相输出处,被米样的输入信号以这样的方式存在其相对于反相输出被反相。第一混频器IOOa和第二混频器IOOb的电容网络可开关地耦合至混频器系统500的第一输出节点507a。 第三混频器IOOc和第四混频器IOOd的电容网络可开关地耦合至混频器系统500的第二输出节点507b。因此，混频器系统500通过加法和减法实现镜像干扰抑制。图5c所示的系统的一个主要优点是其实现方式的简易性。图6a和6b示出了混频器系统500的模拟结果，图6a示出混频器系统500的传输行为。明显更重要的是镜像频率抑制行为，因为所述噪声对于系统的低频(LF)具有直接影响。图6b示出了混频器系统500的镜像频率抑制行为。SI和S2是信号频带，以及Il和12是混合到信号频带SI和S2的镜像频带。图7示出了根据进一步的实施例的方法700的流程图。方法700包括以预定的振荡器频率采样接收的输入信号的步骤701。另外，方法700包括以预定的极性切换频率切换该被采样的输入信号的极性的步骤 703。步骤701和703 二者可以依次进行以及同时进行。另外，该方法可以通过根据实施例的混频器，例如通过混频器100执行。根据进一步的实施例，在接收信号中可以包含具有第一频率范围的第一数据信号和具有第二频率范围的第二数据信号。可选择振荡器频率和极性切换频率，以使得第一频率范围位于振荡器频率和极性切换频率之间的正差附近的预定频率范围内，以及第二频率范围位于振荡器频率和极性切换频率之和附近的预定频率范围内(也参照图3c和有关描述)。特别地，位于振荡器频率和极性切换频率之间的正差附近和位于振荡器频率和极性切换频率之和附近的预定频率范围，可以小于从第一数据信号的第一频率范围的下截止频率至第二数据信号的第二频率范围的上截止频率的范围。 根据进一步的实施例，在其中第一频率范围的中心频率小于第二频率范围的中心频率，且其中第一频率范围和第二频率范围不相交(即第一频率范围中的任何频率都不包含在第二频率范围中，并且反之亦然)的情况下，位于振荡器频率和极性切换频率之间的正差附近的预定频率范围、和位于振荡器频率和极性切换频率之和附近的预定频率范围的带宽，可以是用于被采样的输入信号的滤波器的通过带宽。可以将该滤波器的通过带宽选择为小于第一频率范围的下限和第二频率范围的上限之间的差的量。例如，可以将该滤波器的通过带宽选择为比第一和第二频率范围中的较大频率范围大最多50%、25%或10%。根据进一步的实施例，也可以将该滤波器的通过带宽选择为比这两个频率范围的带宽之和大最多25%、15%或5%。在实施例中，晶体管可以是例如场效应晶体管、金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)或双极晶体管。另外，在实施例中，开关可以利用晶体管例如 以单晶体管开关或所谓的传输门(传输开关)、继电器的形式实现。例如，晶体管的源级终端可以是晶体管的发射级或源级，例如，漏极终端可以是晶体管的集电极或漏极，以及例如，控制终端可以是晶体管的基极或栅极。因此，例如，晶体管的开关路径或可开关路径可以形成例如晶体管的漏-源路径或晶体管的发射级-集电极路径。在本申请中，到其间连接的一个或多个组件的间接耦合和直接低阻抗耦合应被理解为意指在第二电路节点处的信号依赖于耦合至该第二电路节点的第一电路节点处的信号。换句话说，另外的组件可以连接在这两个相互耦合的终端之间、例如特别是无源组件或有源组件例如开关或晶体管的开关路径。对于相互耦合的终端，组件可以但不需要连接在所述终端之间，以使得两个相互耦合的终端也可以直接相互连接(即通过低电阻传导连接)。另外，根据本申请，当在第二终端处存在的信号与在第一终端处存在的信号相同时，第一终端直接与第二终端直接相连接，意欲不考虑由于导体电阻而导致的轻微损耗或寄生效应。因此，彼此直接连接的两个终端通常通过导体基线或线路相连，在它们之间没有连接任何附加组件。即使已经在设备的上下文内描述了一些方面，要理解的是所述方面也表示对应方法的描述，从而设备的框或结构组件也要理解成对应的方法步骤或方法步骤的特征。与之类似地，已经作为方法步骤或结合其描述的方面也表示对应设备的对应框或细节或特征的描述。某些或全部的方法步骤可以通过硬件设备(或通过使用硬件设备)执行，所述硬件设备诸如例如微处理器，可编程计算机或电子电路。在某些实施例中，最重要的方法步骤的一些或几个可以由这种设备执行。
权利要求
1.一种混频器(100)，其配置成以预定的振荡器频率(fM)对接收的输入信号(101)进行采样，以便以预定的极性切换频率(fi)切换被采样的输入信号(103)的极性。
2.如权利要求I所述的混频器(100)， 其中预定的振荡器频率(fL0)与预定的极性切换频率(fra)不同。
3.如权利要求I所述的混频器(100)， 其配置成，在混频器(100)的接收输入信号(101)的输入(105)与混频器(100)的提供被被米样的输入信号(103)的输出(107)彼此去I禹的时间点处,对被米样的输入信号(103)的极性进行切换。
4.如权利要求I所述的混频器(100)， 其配置成，在采样期间，在第一状态下将混频器(100)的接收输入信号(101)的输入(105)与混频器(100)的提供被采样的输入信号(103)的输出(107)耦合，以及在第二状态下将混频器的输入(105)与混频器(100)的输出(107)去耦。
5.如权利要求4所述的混频器(100)， 其配置成，以振荡器频率(fL0)在第一状态和第二状态之间切换。
6.如权利要求I所述的混频器(100)， 其中振荡器频率(fL0)被选择为是极性切换频率(fra)的倍数或整数倍数。
7.如权利要求I所述的混频器(100)， 其配置成，同时接收具有第一频率范围的第一数据信号和具有第二频率范围的第二数据信号； 该第一数据信号和第二数据信号包含在接收的输入信号(101)中；和 其中，选择振荡器频率(fM)和极性切换频率(f )，以使得第一频率范围位于振荡器频率(fW)和极性切换频率(fp<J之间的正差附近的预定频率范围内，以及第二频率范围位于振荡器频率(fM)和极性切换频率(fp<J之和附近的预定频率范围内。
8.如权利要求7所述的混频器(100)， 其中振荡器频率(fM)和极性切换频率(fP(J之和附近的该预定频率范围的带宽，以及振荡器频率(fL0)和极性切换频率(fP(J之间的正差附近的该预定频率范围的带宽，等于用于对被采样的输入信号(103)进行滤波的混频器(100)的滤波器的通过带宽。
9.如权利要求8所述的混频器(100)， 其中第一频率范围的中心频率小于第二频率范围的中心频率； 其中第一频率范围与第二频率范围不相交；以及 其中滤波器的通过带宽小于第一频率范围的下限与第二频率范围的上限之间的差的量。
10.如权利要求I所述的混频器(100)， 包括混频器级(201，201’)，其配置为接收输入信号(101)并提供被采样的输入信号(103);以及 进一步包括振荡器电路(207)，其配置为向混频器级(201，201’)提供具有振荡器频率(fL0)的振荡器信号(209)和具有极性切换频率(fra)的极性切换信号(211);以及 其中该混频器级(201，201’ )配置为根据振荡器信号(209)和极性切换信号(211)提供被采样的输入信号(103)。
11.如权利要求10所述的混频器(100)， 其中振荡器电路(207)被配置为保持振荡器信号(209)和极性切换信号(211)之间的相位关系恒定。
12.如权利要求10所述的混频器(100)， 其中振荡器电路(207)被配置为提供振荡器信号(209)和极性切换信号(211)，以便仅在振荡器信号(209)处于预定状态的时间点处才发生极性切换信号(211)的状态改变。
13.如权利要求12所述的混频器(100)， 其中混频器级(201，201’)被配置为使得在振荡器信号(209)的预定状态下，使接收输入信号(101)的混频器级(201，201’ )的输入(105)与提供被采样的输入信号(103)的混频器级(201，201’ )的输出(217)去耦。
14.如权利要求10所述的混频器(100)， 其中振荡器电路(207)包括数控振荡器(213)，以便提供极性切换信号(211)，从而振荡器频率(fM)是极性切换频率(fP(J的倍数或整数倍数。
15.如权利要求I所述的混频器(100)， 包括用于保持被采样的输入信号(103)的电容网络(215)。
16.如权利要求15所述的混频器(100)， 其配置成同时接收具有第一频率范围及第一中心频率的第一数据信号和具有第二频率范围及第二中心频率的第二数据信号， 该第一数据信号和第二数据信号包含在输入信号(101)中； 第二中心频率高于第一中心频率；和 选择电容网络(215)的电容(219),使得对于被米样的输入信号(103)而言，由于所述电容(219)导致的滤波器的通过带宽小于第一频率范围的下限与第二频率范围的上限之间的差的量。
17.如权利要求15所述的混频器(100)， 包括混频器级(201，201’)，其配置为接收输入信号(101)和向电容网络(215)提供被米样的输入信号(103);和 其中电容网络(215)包括与混频器级(201，201’ )永久耦合的第一电容(219)以及与混频器级可开关地耦合的第二电容(221)。
18.如权利要求17所述的混频器(100)， 其中电容网络(215)进一步包括与混频器级(201，201’ )可开关地耦合的第三电容(223);和 其中第二电容(221)与第三电容(223)被切换成是彼此互补的，以使得在其中第二电容(221)与混频器级(201，201’ )耦合的第一相中，第三电容(223)将与混频器级(201，201’ )去耦；以及使得在其中第二电容(221)与混频器级(201，201’ )去耦的第二相中，第三电容(223)将与混频器级(201，201’)耦合。
19.如权利要求17所述的混频器(100)， 其配置成，仅在混频器级(201，201’)的提供被采样的输入信号(103)的输出(217)与混频器级(201，201’)的接收输入信号(101)的输入(105)去耦的.此类时间点处，才发生第二电容(223)从其中第二电容(223)与混频器级(201，201’ )耦合的第一相到其中第二电容(223)与混频器级(201，201’)去耦的第二相的切换。
20.一种混频器系统(500)，包括 多个混频器(IOOa-IOOn)，每个混频器(IOOa-IOOn)配置成以预定的振荡器频率(fj对接收的输入信号(IOOa-IOOn)进行采样，和以预定的极性切换频率(fP(J切换被采样的输入信号(103a-103n)的极性； 时钟供应部件(501)，用于向所述多个混频器(IOOa-IOOn)中的每个混频器(IOOa-IOOn)提供具有预定的振荡器频率(fw)的振荡器信号(209a_209n)和具有预定的极性切换频率(fra)的极性切换信号(21 la-21 In)； 其中，用于不同混频器(IOOa-IOOn)的振荡器信号(209a_209n)相对于彼此在相位上偏移；以及 其中，用于不同混频器(IOOa-IOOn)的极性切换信号(211a_211n)相对于彼此在相位上偏移。
21.如权利要求20所述的混频器系统(500)， 其中振荡器频率(fL0)与极性切换频率(fra)不同。
22.如权利要求20所述的混频器系统(500)， 其中，时钟供应部件(501)被配置为向每个混频器(IOOa-IOOn)提供其振荡器信号(109a-109n)和其极性切换信号(211a_211n)，以便只有当混频器(IOOa-IOOn)的振荡器信号(209a-209n)具有预定状态时，混频器(IOOa-IOOn)的极性切换信号(211a_211n)的状态改变才将发生，在所述预定状态中，混频器(IOOa-IOOn)提供其被采样的输入信号(103a-103n)的混频器(IOOa-IOOn)的输出与混频器(IOOa-IOOn)接收输入信号(101)的混频器的输入去耦。
23.如权利要求20所述的混频器系统(500)， 其中每一个混频器(IOOa-IOOn)都接收相同的输入信号(101)。
24.—种方法(700)，包括 以预定的振荡器频率对接收的输入信号进行采样(701);和 以预定的极性切换频率切换被采样的输入信号的极性(703)。
25.如权利要求24所述的方法(700)， 其中，在接收信号中包含具有第一频率范围的第一数据信号和具有第二频率范围的第二数据信号；和 其中，选择振荡器频率和极性切换频率，以使第一频率范围位于振荡器频率和极性切换频率之间的正差附近的预定频率范围内，以及使第二频率范围位于振荡器频率和极性切换频率之和附近的预定频率范围内。
26.如权利要求25所述的方法(700)， 其中，第一频率范围的中心频率小于第二频率范围的中心频率，并且第一频率范围与第二频率范围不相交； 其中，位于振荡器频率和极性切换频率之和附近的该预定频率范围的带宽和位于振荡器频率和极性切换频率之间的正差附近的该预定频率范围的带宽，等于用于被采样的输入信号的滤波器的通过带宽；和 其中，滤波器的通过带宽小于第一频率范围的下限与第二频率范围的上限之间的差的量。
27.一种混频器(100)，包括 采样级(203)，其配置成以预定的振荡器频率(fM)对接收的输入信号(101)进行采样从而得到被采样的输入信号(103);和 极性开关(205)，其配置成以预定的极性切换频率(fP0L)切换被采样的输入信号(103)的极性。
28.一种混频器(100)，包括 采样级(203)，其配置成以所施加的振荡器信号(209)的预定振荡器频率(fL0)对接 收的输入信号(101)进行米样；和，当振荡器信号(209)存在于米样级(407a,407b,411a,411b)的第一振荡器信号输入处时，在采样期间关于接收的输入信号(101)维持被采样的输入信号(103)的极性；和，当振荡器信号(209)存在于采样级(407a,407b,411a,411b)的第二振荡器信号输入处时，在采样期间关于接收的输入信号(101)切换被采样的输入信号(103)的极性；和 切换信号供给器(413),其配置成在米样级(407a, 407b, 411a, 411b)的第一振荡器信号输入和米样级(407a, 407b, 411a, 411b)的第二振荡器信号输入处,交替地施加具有预定的极性切换频率(fP(J的振荡器信号。
全文摘要
本发明涉及混频器、混频器系统和方法。一种混频器被配置成以预定的振荡器频率对接收的输入信号进行采样，和以预定的极性切换频率切换该被采样的输入信号的极性。
文档编号H03D7/16GK102780455SQ20121023474
公开日2012年11月14日 申请日期2012年4月20日 优先权日2011年4月21日
发明者C·舒尔茨, M·哈梅斯, R·克赖恩坎普, S·瓦森 申请人:英特尔移动通信有限公司