直接驱动波形发生器的制作方法与工艺

直接驱动波形发生器本发明涉及电池供电的驱动器，具体地，涉及用于压电式设备的驱动器，该驱动器通过产生与低电压控制信号类似的高电压波形并且将该波形直接施加至压电式设备来驱动设备。

背景技术：
压电式致动器需要比1.5至12.6伏特的典型电池电压大的高电压。“高”电压为20至200伏特，当前的典型驱动电压是100-120伏特。一些用于致动器的线驱动电源提供高达1000伏特的电压。从电池中产生高电压比从电力线中产生高电压更困难。升压变换器可以用于将来自电池的低电压转变成用于驱动器的较高电压。在升压变换器中，存储在电感器中的能量被提供给电容器作为高电压下的电流脉冲。图1为包括已知的升压变换器的电路的原理图，例如，参见美国专利3,913,000（Cardwll,Jr.）或者美国专利4,527,096（Kindlmann）。电感器11和晶体管12串联连接在电源13与地或公共端（common）之间。当晶体管12接通（导通）时，电流流过电感器11，存储由电感器生成的磁场中的能量。流过电感器11的电流依据电池电压、电感、内部阻抗以及晶体管12的导通阻抗而迅速增加。当晶体管12关断时，磁场以由晶体管12的断开特性确定的速率衰减。衰减的速率非常快，比磁场增加的速率要快得多。电感器11两端的电压与磁场衰减的速率成比例。可能是一百伏特或者更高的电压。这样，通过升压变换器将低电压转换成高电压。当晶体管12关断时，结合点15处的电压基本上高于电容器14上的电压，从而电流流过正向偏置的二极管16。每个电流脉冲对电容器14充一些电，电容器上的电荷逐步增加。在一些点处，电容器14上的电压将大于电源电压。二极管16防止电流从电容器14流向电源13。电容器14上的电压是其它部件（如放大器21）的电源电压。放大器21的输出耦接至压电式致动器22。放大器21的输入可以接收用于双向运动的交流电流信号或者用于单向运动的直流信号，或作为互补驱动（complementarydrive）（两个放大器，每极性一个放大器，两个放大器耦接到压电式致动器22的相对的端子上）的一半。在互补驱动中，升压后的电压的绝对幅度大于电池电压的绝对幅度。互补驱动可以使用单个驱动的高电压的一半（或者被供给单个驱动的高电压的两倍），但是需要两个升压变换器。在现有技术中，已知根据脉冲宽度调制（PWM）信号来生成低电压波形，例如，参见美国专利4,914,396（Berthiaume）、5,703,473（Philips等）、以及5,994,973（Toki）。处理高电压变得困难而且更昂贵，制造必须隔离并且控制这样的电压的设备。高电压放大器引入了进一步降低效率的损耗。存储电容器占据了有价值的电路板空间，而且图1所示的驱动器的设计不能很容易地适用于不同的应用。如本文中所使用的，波形“类似”并不表示完全一致而是非常接近。因此，鉴于上述内容，本发明的目的是去除触觉驱动器中的存储电容器。本发明的另一目的是去除触觉驱动器中的高电压放大器。本发明又一目的是提供如下驱动器，在该驱动器中，控制电路使用独立于高电压电路的低电压部件。本发明的另一目的是提供一种可以通过改变外部部件来容易地调节成支持较高电压和较高电流的驱动器。

技术实现要素：
本发明实现了上述目的，其中，生成与低电压输入波形相似的高电压波形。该高电压波形是直接施加至设备的一系列脉冲。误差信号控制脉冲的频率、幅度和持续时间。将从高电压波形得到的反馈信号与输入波形进行比较来产生所述误差信号。附图说明通过结合附图考虑下面的详细描述，可以获得对本发明的更全面的理解，其中：图1是根据现有技术构造的、耦接至压电式致动器的驱动器的原理图；图2是具有显示器和键盘的电子设备的立体图，显示器和键盘中的任何一个或者两者都包括压电式致动器；图3是根据本发明构造的、耦接至压电式致动器的驱动器的原理图；图4是用于图3所示的驱动器的控制电路的框图；图5是用于根据本发明构造的驱动器的数字控制电路的框图；图6是示出根据本发明构造的波形发生器的操作的图；图7是用于根据本发明构造的驱动器的模拟控制电路的框图；图8是示出占空比、导通时间和频率之间的关系的图；图9是示出根据本发明构造的波形发生器的操作的图；图10示出所生成的波形的细节；图11是本发明的替代实施方式的框图；图12是根据本发明构造的系统的状态图；以及图13是示出在几种状态之间如何发生转换的表。具体实施方式图2示出了包括显示器26和键盘27的电子设备25。显示器和键盘其中之一或者两者可以设置有用以在轻轻按压键或者显示器的一部分时提供触觉反馈的压电式设备（图2未示出）。在现有技术中，已知用以提供反馈的设备。如上所述，这样的设备可以是单个层或者具有多个层，并且可以是单向的或双向的。图3是本发明优选实施方式的框图，其中，去除了存储电容器14（图1）和高电压放大器21（图1）。电感器31和晶体管32串联连接在电源33与地或公共端之间。晶体管32的控制端子耦接至充电输入35。电感器31与晶体管32的结合点通过二极管36耦接至输出端子38。压电式致动器22耦接在输出端子38与地之间。至此描述的电路是用于向压电式致动器22施加脉冲的充电电路。脉冲的频率、幅度和持续时间由施加至充电输入35的信号确定。晶体管41和电阻器42串联连接在输出端子38与地之间。晶体管41的控制端子耦接至放电输入43。晶体管41和电阻器42对累积在压电式致动器22上的任何电荷放电并且进一步对施加至设备的波形做出贡献。电阻器47和电阻器48串联耦接在输出端子38与地之间。电阻器47与电阻器48的结合点耦接至反馈输出49。电阻器47和电阻器48为分压器，用于将输出端子38与地之间的电压的一部分提供给反馈输出49。该部分（在本文中被称为衰减因子ε）等于R48/(R47+R48)。该反馈信号用来产生被施加至充电输入和放电输入的信号以及因此产生被施加至压电式致动器22的电压的波形。该波形可以有任何期望的形状，例如，连续的（正弦）或者不连续的（斜坡或脉冲）形状。输出“波形”是指被施加至输出端子38的信号的包络，参见图6。该包络是一系列各种幅度和宽度的高频脉冲的结果。由于压电式设备是电容性的，因此会发生平滑并且可以认为该波形中视乎不包含脉冲。图4是用于图3所示的驱动器的控制电路的框图。控制器51可以是模拟的或数字的，并且包括耦接至反馈输出49（图3）的反馈输入52、以及波形输入53。输入53对应于放大器21的输入（图1）。控制器51包括耦接至充电输入35（图3）的充电输出55以及耦接至放电输入43（图3）的放电输出56。如果控制器51是数字的，则控制器试图去复制的输入或参考可以是模拟信号、时间和电压值的表或者参考值。在图5和图6中，带有加号（+）和减号（-）的三角形是比较器，即，输出为数字值（0或1）。不具有加号（+）和减号（-）的三角形是差分放大器，即，输出为模拟值。在图5中，通过模数变换器（ADC）63将微控制器61耦接至反馈输入62。微控制器61的输入64将描述期望波形的信息耦接至微控制器。该信息可以是模拟的或数字的，并且可以描述波形本身或者是用来从事先编程到微控制器61中的波形中进行选择的数据。在数模变换器（ADC）66中对描述波形的数字数据进行变换，以生成用于在比较器67中与反馈信号进行比较的参考信号。比较器67提供关于哪个信号更大的指示，并且相应地激活充电电路或放电电路。脉冲宽度调制器（PWM）71耦接至输出72并且具有耦接至充电输出73和放电输出74的互补输出。可选地，在脉冲宽度调制器71与放电输出74之间耦接低通滤波器（LPF）75。低通滤波器75对脉冲进行平均，以减慢放电速率。微控制器61是一种多状态（有限状态）的机器。该控制器具有两个主要模式，充电模式和放电模式。为了提高精度，在充电周期和放电周期内均使用了若干子状态。与压电式设备可以被充电相比，压电式设备可以被更快速地放电，并且这在机器状态下是适应的。在本说明书结尾部分的附录中给出了说明机器状态的伪码。比较器67对反馈条件的变化提供快速响应，并且执行误差的1比特量化。误差δ被定义为反馈信号的值与参考信号的值之差。在微控制器61中根据ADC63的输出和DAC66的输入来计算该差。当以这种方式定义误差时，充电电路的理想增益是前面定义的反馈衰减因子ε的倒数。比较器应该具有比ADC63的采样速率快十到一百倍的响应时间。与比较器转换（参见附录）相关联的中断服务例程用作停顿状态，在另一比较器转换的情况下，停顿状态将程序返回到前一状态，在下一模数采样完成时，停顿状态将程序发送至另一状态。误差的值确定有限态机器的下一状态。负误差表示控制器对负载充电，正误差表示控制器对负载放电。对应于误差范围，存在具有各种充电和放电速度的若干状态。在这些状态中的每个状态下，脉冲宽度调制器的占空比优选地被增加到该状态的最大占空比以确保平滑转换。为了对负载充电，以如下方式切换感应电荷泵：该方式使得输入信号乘以增益因子并且在负载上模拟输入信号。当电感器饱和时，存储在电感器中的能量取决于晶体管32（图3）导通的时间长度。当晶体管32关断时，输出电压与磁场通过电感器衰减的速率成比例。电感器中存储的能量越多，输出电压越高。因此，导通时间控制增益。导通时间改变的一系列脉冲具有模拟输入信号的包络。为了获得输出信号的最大精度，感应电荷泵的切换频率是至负载的期望输出信号的奈奎斯特频率的至少一千倍、优选地是几千倍。在本发明的一种实施方式中，利用150kHz的充电频率生成频率为300Hz的输出信号。如果以32kHz对信号采样，则信号的高于16kHz（奈奎斯特频率）的任何频率分量都会在通过数模变换器再现该信号时导致混淆。奈奎斯特频率是保真度的最小阈值。纯音（puretone）不具有谐波。方波含有大量的奇次谐波。如果期望的输出信号是方波，则与相同频率的纯音相比，奈奎斯特频率要高。在图6中，波形A是输入波形，波形B是端子38（图3）上的输出波形。24个脉冲产生每个周期的包络78。微控制器61中的算术单元应当能够进行来自脉冲宽度调制器71的信号的一个周期内的所有控制计算，这也在现代微型控制器的能力之内。在图7中，控制器80包括耦接至比较器83的反馈输入81和波形输入82。比较器83的输出耦接至与门86的一个输入以及反相器84。反相器84的输出耦接至与门86的一个输入。因此，比较器83确定充电电路工作还是放电电路工作，而反相器84防止同时工作。如果反馈信号大于波形信号，则放电电路工作。如果反馈信号小于波形信号，则充电电路工作。反馈输入81和波形输入82还耦接至差分放大器93，差分放大器93生成差分信号或者误差信号。放大器93的输出耦接至电压控制的振荡器（VCO）92的频率控制输入以及反相器94。反相器94的输出耦接至VCO91的频率控制输入以及VCO92的占空比控制输入。VCO91的输出脉冲耦接至与电路85。来自VCO92的输出脉冲耦接至与电路86。图8是示出占空比、导通时间和频率之间的关系的图。对于信号A，脉冲具有给定频率且占空比为百分之五十。导通时间96相对短。对于信号B，脉冲的频率为信号A的频率的一半且占空比为百分之五十。导通时间97是导通时间96的两倍长。对于信号C，脉冲的频率与信号B相同且占空比为百分之七十五。导通时间98是导通时间96的三倍长。由于导通时间决定充电电路的增益，因此改变频率和占空比两者以确保足够的增益来创建正弦信号的峰值。此外，当来自放大器93的误差（差分）信号的幅度很大时，增加增益。特别地，对于大的误差增加占空比，并且对于大的误差降低频率。由反相器94来提供相反感官的变化。图9是示出根据本发明构造的波形发生器的操作的图。在充电周期内，优选地，根据来自差分放大器93（图7）的误差信号改变频率和占空比两者。在放电周期内，随着负载放电而增加频率。模拟控制器的优点是提供了更精确的控制并且可以更接近地匹配较高频率的波形。模拟控制器的缺点是可能需要更多的调试而且不容易修改。图10是所生成的波形的图。放大区域101示出了由来自充电电路的离散电流脉冲所引起的波形中的台阶。这些台阶对于所有的应用而言可能是可接受的或者可能是不可接受的。图11是本发明的替代实施方式的框图，其提供了对所生成的波形的更精确的控制，从而减小了所生成的波形中的台阶的大小。波形输入可以是代表期望波形的模拟控制信号或所存储的数字数据。在图11所示的实施方式中，波形输入是所存储的数据，其在数模变换器105中被变换为模拟信号并且在低通滤波器（LPF）106中被平滑或者平均。低通滤波器106的输出耦接至比较器108的负向输入。反馈输入109耦接至比较器108的正向输入。比较器108的输出耦接至微控制器110的A/D输入，微控制器监控该输入的幅度和方向以及转换，即，状态改变（从正到负或者从负到正）。在本发明的一种实施方式中，这仅需要两比特的信息。误差信号或者为正（用1表示）或者为负（用0表示）。信号幅度或者为低（用0表示）、或者为高（用1表示）。0或1的分配是任意的。与图7所示的实施方式有点类似，反馈信号109耦接至电压控制的振荡器的频率输入和占空比输入两者。具体地，反馈信号109耦接至电压控制的振荡器121的频率输入和电压控制的振荡器122的频率输入。反馈信号109通过反相器124耦接至电压控制的振荡器121的占空比输入，并且通过反相器125耦接至电压控制的振荡器121的占空比输入。电压控制的振荡器121的输出耦接至与门127的一个输入。电压控制的振荡器122的输出耦接至与门128的一个输入。微控制器110的x输出耦接至与门127的第二输入。微控制器110的y输出耦接至与门128的第二输入。输出信号如表131所示控制与门。可以使能任一与门或者两个与门均不使能。当两个与门均不使能时，系统处于“停顿”状态。微控制器110包括耦接至电压控制的振荡器121的输出133以及耦接至电压控制的振荡器122的输出134。输出133和134确定是由电压控制的振荡器的一个输入还是两个输入来确定占空比，从而确定充电（或者放电）是快还是慢。图12是根据本发明构造的系统的状态图。图13是示出了几种状态之间如何发生转换的表。通过组合两个充电速率和两个放电速率，可以产生期望的输出波形，该波形如果存在任何台阶的话，台阶很小。因此，本发明提供了一种去除了现有技术的驱动器中所使用的存储电容器和高电压放大器的直接驱动波形发生器。控制电路使用独立于高电压电路的低电压部件。通过改变外部部件，该发生器可以容易地调节为支持高电压和高电流。因此，已经对本发明进行了描述，本领域技术人员很清楚，可以在本发明的范围内作出各种修改。例如，从功能上而言，颠倒晶体管41和电阻器42的位置并不会有什么影响。尽管结合单个输出端子进行了描述和示例，然而，本发明也很容易适于在互补输出或者差分输出上提供高电压波形。在一些应用中，可以在充电控制中省略改变占空比。尽管被示例为外部部件，然而，许多微控制器具有多个单板ADC和DAC电路，而不需要将这些设备作为外部元件。随着状态的数目的增加，依据应用，可以使用多于两个的充电电平或者放电电平。充电电平的数目可以是固定的或者可编程的。例如，微控制器上的两个输入管脚可以寻址一至四个充电电平，从而根据本发明的单一实现提供增强的驱动灵活性。