电流控制电路的制作方法

本发明涉及电子电路领域，尤其涉及一种用于发光二极管(led)组件的驱动电路系统中的电流控制电路。

背景技术：

led驱动电路系统将来自电网的交流供电电压vac进行整流后，对led组件进行驱动。其面临的一大问题是：电路中存在较高的总谐波失真(thd)。

图1示出了一种现有的3段led驱动电路系统的电路结构图，其中整流器对交流供电电压vac进行全波整流生成电压vo，以驱动各段(即各级)led组件，其中电压vo的电压波形为全波整流的正弦波形。随着电压vo的升高，发光二极管组件led1首先导通，同时晶体管m1导通，公共输出端cs处的电压vcs跟随参考电压vref1；当电压vo进一步升高时，发光二极管组件led2导通，同时晶体管m2导通，公共输出端cs处的电压vcs跟随参考电压vref2，晶体管m1关断；当电压vo进一步升高时，发光二极管组件led3导通，同时晶体管m3导通，公共输出端cs处的电压vcs跟随参考电压vref3，晶体管m1和晶体管m2关断。随着电压vo的下降，以上过程正好相反。

该电路中，流过发光二极管组件的电流ivo与流过公共电阻器rcs的电流ics相同，可用如下公式(1)来表示：

ics＝ivo＝vcs/rcs(1)

其中，vcs为公共输出端cs处的电压，rcs为电阻器rcs的阻值，电压vcs在晶体管m1、m2、m3分别导通时，分别跟随vref1、vref2、vref3。vref1、vref2、vref3为3个基准电压，其电压关系为vref1<vref2<vref3。因此可以得到公式(2)。

ics＝ivo＝vref/rcs(2)

其中vref随着各级led组件依次导通变化为电压vref1、vref2、vref3等基准电压。

因此随着电压vo的升高，流过公共电阻器rcs的电流ics波形呈阶跃式变化，电流分别为vref1/rcs、vref2/rcs、vref3/rcs。

图2示出了图1所示的现有的3段led驱动电路系统的电压电流示意图。图2中电流ics(ivo)存在较大的阶跃变化，电路系统的线性度低且thd高。现有技术为了提高电路系统的线性度并降低thd，使电流ics的波形的包络拟合更近似于全波整流的正弦波形(即类似电压vo的波形)，需要进一步增加发光二极管组件led的段数及运放放大器和晶体管的个数，从而使电流ics的阶跃次数增加，阶跃幅度变小，然而，这就大大增加了驱动电路的规模，显著地提高了驱动电路的成本。

技术实现要素：

发明要解决的问题

有鉴于此，本发明提出了一种电流控制电路，其用于发光二极管led组件的驱动电路系统中，能够在不显著增加电路规模的情况下，有效降低电路中总谐波失真。

用于解决问题的方案

一方面，提出了一种电流控制电路，用于串联连接的多级发光二极管led组件的驱动电路系统中，所述驱动电路系统包括整流器301和电流模块303，其中整流器301对输入交流电压进行整流并以整流得到的输出电压为所述多级led组件供电，各电流模块303的输入端与相应的led组件的负极连接以设定流经各led组件的电流，各电流模块的输出端连接在一起以形成公共输出端cs；所述电流控制电路包括：第一分压电路，对整流器的输出电压 进行分压，得到第一电压vmult，第一运算放大器op1，所述第一运算放大器的同相输入端接收参考电压vref，反相输入端连接上述公共输出端cs，第一运算放大器的输出端与电容器ccomp的一端连接，并与乘法器302的第一输入端连接；乘法器302，所述乘法器的第一输入端接收第一运算放大器的输出电压vcomp，第二输入端接收上述第一电压vmult，乘法器的输出端为各所述电流模块提供基准电压，电容器ccomp，所述电容器的一端连接第一运算放大器的输出端，另一端接地；以及电阻器rcs，所述电阻器的一端连接所述公共输出端，另一端接地。

在一个示例中，所述第一分压电路包括电阻rmult1(第一电阻)和电阻rmult2(第二电阻)，电阻rmult1与电阻rmult2串联连接以对整流器301的输出电压进行分压，电阻rmult1与电阻rmult2连接节点处的电压为电压vmult(第一电压)。

在一个示例中，本实施例的电流控制电路还包括第二分压电路，第二分压电路包括：缓冲器，对乘法器的输出端电压进行缓冲；分压电阻网络，所述分压电阻网络由串联连接的多个电阻器(r1，r2，r3)构成，对经缓冲器缓冲后的电压进行分压，从而为相应的电流模块提供基准电压；恒流源，为所述分压电阻网络提供恒定电流。

在一个示例中，所述缓冲器包括：第二运算放大器op2，所述第二运算放大器的反相输入端与所述乘法器的输出端连接，同相输入端与第一晶体管m1的漏极连接，第二运算放大器的输出端与所述第一晶体管的栅极连接；第一晶体管m1，所述第一晶体管的源极接地。

在一个示例中，所述乘法器的输出端电压正比于整流器的输出电压。

在一个示例中，流经所述led组件的电流ics的波形近似为全波整流的正弦波形。

在一个示例中，流经所述led组件的平均电流iavg为：

iavg＝vref/rcs

其中，vref为第一运算放大器同相输入端电压，rcs为所述电阻器的电阻。

在一个示例中，所述电流模块包括：

第三运算放大器，所述第三运算放大器的同相输入端接收由所述第二分压电路提供的基准电压，反相输入端连接电流模块的输出端，第三运算放大器的输出端连接第二晶体管的栅极；以及第二晶体管，所述第二晶体管的漏极连接电流模块的输入端，源极连接电流模块的输出端。

在一个示例中，所述第二分压电路提供的基准电压中的相邻基准电压之差大于接收所述相邻基准电压的各电流模块中的运算放大器的最大失调电压之和。

发明的效果

本发明提出的电流控制电路能够调整流过led组件的电流波形近似为全波整流的正弦波形，有效的解决电流阶跃问题，在不显著增加电路规模的情况下，有效降低电路中总谐波失真。

附图说明

包含在说明书中并且构成说明书的一部分的附图与说明书一起示出了本发明的示例性实施例、特征和方面，并且用于解释本发明的原理。

图1示出了一种现有的3段led驱动电路系统的电路结构图；

图2示出了图1所示的现有的3段led驱动电路系统的电压电流示意图；

图3示出根据本发明一实施例的电流控制电路的结构图；

图4示出了图3所示的电流控制电路的电压电流示意图。

具体实施方式

以下将参考附图详细说明本发明的各种示例性实施例、特征和方面。附图中相同的附图标记表示功能相同或相似的元件。尽管在附图中示出了实施例的各种方面，但是除非特别指出，不必按比例绘制附图。

在这里专用的词“示例性”意为“用作例子、实施例或说明性”。这里作为“示例性”所说明的任何实施例不必解释为优于或好于其它实施例。

另外，为了更好的说明本发明，在下文的具体实施方式中给出了众多的具体细节。本领域技术人员应当理解，没有某些具体细节，本发明同样可以实施。在一些实例中，对于本领域技术人员熟知的方法、手段、元件和电路未作详细描述，以便于凸显本发明的主旨。

图3示出根据本发明一实施例的电流控制电路的结构图，该电流控制电路用于led组件的驱动电路系统中。图3示例了4级led组件的情况，本领域技术人员应理解，本发明实施例的电流控制电路也同样适用于其他级数led组件的驱动电路。

如图3所示，驱动电路系统可包括整流器301和电流模块303，其中整流器301对输入交流电压进行整流并以整流得到的输出电压vo为所述多级led组件供电，各电流模块303的输入端in1，in2，in3，in4与相应的led组件的负极连接以设定流经各led组件的电流，各电流模块的输出端连接在一起以形成公共输出端cs；

在一个示例中，电流模块303可具有类似于图3所示的结构，其可由运算放大器(例如第三运算放大器op3)和晶体管(例如晶体管m2)构成，运算放大器的同相输入端接收由所述第二分压电路提供的基准电压，反相输入端连接公共输出端cs，运算放大器的输出端连接晶体管m2的栅极；晶体管m2的漏极连接电流模块的输入端，即连接相应的led组件的负极，源极连接公共输出端cs。晶体管m2例如为mos开关管，在图3中示例了晶体管m2为n型mos开关管，本领域技术人员应理解，也可以用其他类型的晶体管作 为替代，起到同样的开关作用。电流模块303的具体结构根据实际需要可有不同的变形设计，本发明对此不作限制。

如图3所示，本实施例的电流控制电路主要包括：第一分压电路、运算放大器op1(第一运算放大器)、乘法器302、电容器ccomp、电阻器rcs。其中，第一分压电路对整流器的输出电压vo进行分压，得到第一电压vmult。运算放大器op1的同相输入端接收参考电压vref，运算放大器op1的反相输入端连接上述公共输出端cs，运算放大器op1的输出端与电容器ccomp的一端连接，并与乘法器302的第一输入端连接。乘法器302的第一输入端接收运算放大器op1的输出电压vcomp，乘法器302的第二输入端接收电压vmult，乘法器的输出端为各电流模块提供基准电压。电容器ccomp的一端连接运算放大器op1的输出端，另一端接地。电阻器rcs的一端连接公共输出端cs，另一端接地。

在一个示例中，第一分压电路可具有类似于图3所示的结构，其包括电阻rmult1(第一电阻)和电阻rmult2(第二电阻)，电阻rmult1与电阻rmult2串联连接以对整流器301的输出电压进行分压，电阻rmult1与电阻rmult2连接节点处的电压为电压vmult(第一电压)。本领域技术人员应理解，第一分压电路的具体结构根据实际需要可有不同的变形设计，本发明对此不作限制。

在一个示例中，乘法器的输出端为各电流模块提供基准电压可采用多种实现方式，例如，可采用类似于图3所示的第二分压电路为各电流模块提供基准电压。如图3所示，第二分压电路可包括：缓冲器、分压电阻网络、恒流源。缓冲器可包括运算放大器op2(第二运算放大器)、晶体管m1(第一晶体管)，其中，运算放大器op2的反相输入端与乘法器302的输出端连接，运算放大器op2的同相输入端与晶体管m1的漏极连接，运算放大器op2的输出端与晶体管m1的栅极连接，晶体管m1的源极接地。分压电阻网络由串联 连接的电阻器r1，电阻器r2，电阻器r3构成，电阻器r1与晶体管m1的漏极连接，电阻器r3与恒流源iref连接，分压电阻网络的各分压点的分压电压vref1、vref2、vref3、vref4为各电流模块提供基准电压；恒流源iref为分压电阻网络提供恒定电流。本领域技术人员应理解，第二分压电路的具体结构根据实际需要可有不同的变形设计，本发明对此不作限制。

需要说明的是，图3电路结构图中的点划虚线是电路封装方式的一种示例，点划虚线内部代表集成在单个芯片上的电路元件，沿点划虚线的框或圆圈mult、gnd、comp、cs等代表芯片管脚。本领域技术人员应理解，图3以及其他附图中示出的封装方式仅为示例，实践中可根据需要来进行封装，例如电容器ccomp和电阻器rcs也可与运算放大器op1等封装在同一芯片内，本发明对此不作限制。

图4示出图3所示的电流控制电路的电压电流示意图。现以图3所示实施例为例，结合图4来说明本发明实施例的电流控制电路的工作原理。

如图3所示，整流器301对来自电网的交流供电电压vac进行全波整流，并产生输出电压vo，经过led组件为其内部电路供电。电阻rmult1、电阻rmult2对电压vo进行分压，输出电压vmult,乘法器302的一个输入端接收电压vmult，电阻器rcs将流经电阻器led组件的电流转换成电压vcs，将公共输出端cs处的电压vcs反馈至运算放大器op1的反相输入端，电压vcs与基准电压vref通过运算放大器op1进行比较积分，运算放大器op1的输出端与电容器ccomp连接，得到电压vcomp，作为乘法器302的另一个输入端的输入电压；乘法器302的输出电压vmult_out经过第二分压电路，获得4个电流模块所需的4个基准电压vref1、vref2、vref3、vref4，上述电路中的元器件构成一个电流控制环。

如图3所示，在交流供电电压vac的每个周期中，通过第一分压电路得到mult管脚的电压vmult，该电压vmult正比于电压vo。乘法器302将电压 vmult与电容器ccomp的电压vcomp相乘后，得到的输出电压vmult_out正比与电压vo。第二分压电路中的运算放大器op2、晶体管m1、电阻器r1，电阻器r2，电阻器r3、恒流源iref对乘法器302的输出电压vmult_out进行缓冲和分压，使vref1＝vmult_out，vref2＝vref1+iref*r1、vref3＝vref2+iref*r2、vref4＝vref3+iref*r3，其中r1＝r2＝r3＝r，电流iref为恒流源电流，其为常数。因此电压vref1、vref2、vref3、vref4的关系为vref1<vref2<vref3<vref4，电压vref1、vref2、vref3、vref4分别正比于电压vmult_out，也正比于电压vo。参见公式(2)，可以得出，电流ics与电流ivo相等，且正比于电压vref1、vref2、vref3、vref4，也正比于电压vo，因此电流ics的电流波形跟随电压vo的电压波形。

当电压vo较小，不足以使第一led组件导通时，各电流模块中的晶体管m2、m3、m4、m5均导通，但是由于电压vo小于第一led组件导通电压，所以并无电流从四个晶体管中通过。随着电压vo的升高，使第一led组件导通时，第一led组件与晶体管m2形成电流通路，电压vcs跟随电压vref1；当电压vo进一步升高，使第二led组件导通时，晶体管m3与第一、第二led组件形成电流通路，电压vcs跟随vref2，因为vref2>vref1，所以晶体管m2关断；当电压vo进一步升高，使第三led组件导通时，晶体管m4与第一、第二、第三led组件形成电流通路，电压vcs跟随vref3，因为vref3>vref2，所以晶体管m3关断；当电压vo进一步升高，使第四led组件导通时，晶体管m5与第一、第二、第三、第四led组件形成电流通路，电压vcs跟随vref4，因为vref4>vref3，所以晶体管m4此时关断。当电压vo下降时，以上过程正好相反。

图4示出了电压vo、vref1、vref2、vref3、vref4、vmult_out的波形 图及电流ics、ivo的波形图，由图4可知，由于vcs跟随电压vref1、vref2、vref3、vref4，而vref1、vref2、vref3、vref4正比于电压vo，ics即ivo波形近似为全波整流的正弦波形，即明显跟随电压vo，基本消除了图2中的电流阶跃，因此本实施例的电流控制电路极大地降低了电路系统的thd。在一个示例中，根据本实施例的电流控制电路可以使整个电路系统40次谐波均能满足thd低于10％。

在长周期(例如超过1000个交流电周期)的时间维度上看，本实施例的电流控制电路可使led组件平均电流iledavg稳定在公式(3)所示的恒定值：

iledavg＝vref/rcs(3)

在一个示例中，在考虑到运放失调电压的存在的情况下，第二分压电路提供的基准电压中相邻基准电压之差(例如vref2与vref1之间的电压差)应大于接收所述相邻基准电压的各电流模块中的运算放大器(例如运算放大器op3与运算放大器op4)的最大失调电压之和。

如图4所示，在各级led组件导通关断瞬间，电流ics的波形会有一个轻微的电流突变，突变电流为iref*r/rcs，理论上这个突变电流阶跃越小，电路系统的thd就会越小，但是在考虑到运放失调电压的存在的情况下，iref*r不能无限小，必须保证电压iref*r大于任意相邻电流模块中两个运算放器的最大失调电压之和，例如，电压iref*r大于运算放大器op3与运算放大器op4的最大失调电压之和，才能确保当晶体管m3导通时，电压vcs跟随vref2，晶体管m2正常关断，确保晶体管能够顺利的切换。

基于以上，本发明各实施例的电流控制电路能够调整流过led组件的电流波形近似为全波整流的正弦波形，有效的解决电流阶跃问题，在不显著增加电路规模的情况下，有效降低电路中总谐波失真。

以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限 于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。