一种混频器的制作方法

本发明涉及通信领域，特别是涉及一种混频器。

背景技术：

混频器是无线电接收机的最后一级，作用是将天线上接收到的信号与本振产生的信号混频，主要应用于汽车毫米波雷达的下混频。在汽车毫米波雷达系统结构中，混频器后是基带ADC采样电路，因此对混频器的线性度有很高的要求。

传统的混频器都是采用简单的平衡或者双平衡结构，当混频器输出信号不失真时才能采样解调出有用信号，探测到目标的准确位置。在实际应用时，由于监测目标的远近、大小等因素的不确定性，因此要求混频器有很宽的输入范围和很高的线性度。而传统的混频器线性度差，输出摆幅小，增益较高时功耗大，因此传统的混频器在监测目标时灵活性差，不能较好的满足系统要求。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种混频器，通过设计跨导级电路、有缘负载电路以及利用共源放大器作为缓冲级，从而提高了混频器的线性度，增加了输出摆幅，提高了增益降低了功耗，以提高混频器在监测目标时的灵活性，满足系统要求。

为实现上述目的，本发明提供了如下方案：

一种混频器，所述混频器包括：第一N沟道型场效应管、第二N沟道型场效应管、第三N沟道型场效应管、第四N沟道型场效应管、第五N沟道型场效应管、第六N沟道型场效应管、第一P沟道型场效应管、第二P沟道型场效应管、第一平衡-不平衡转换器、第二平衡-不平衡转换器；

所述第一平衡-不平衡转换器的一端连接所述第一N沟道型场效应管的栅极和所述第四N沟道型场效应管的栅极；所述第一平衡-不平衡转换器的另一端连接所述第二N沟道型场效应管的栅极与所述第三N沟道型场效应管的栅极；

所述第二平衡-不平衡转换器的一端连接所述第一N沟道型场效应管的源极与所述第二N沟道型场效应管的源极；所述第二平衡-不平衡转换器的另一端连接所述第三N沟道型场效应管的源极与所述第四N沟道型场效应管的源极；

所述第一P沟道型场效应管连接所述第一N沟道型场效应管的漏极与所述第三N沟道型场效应管的漏极；

所述第二P沟道型场效应管连接所述第二N沟道型场效应管的漏极与所述第四N沟道型场效应管的漏极；

所述第五N沟道型场效应管连接所述第一N沟道型场效应管的漏极与所述第三N沟道型场效应管的漏极；

所述第六N沟道型场效应管连接所述第二N沟道型场效应管的漏极与所述第四N沟道型场效应管的漏极。

可选的，所述混频器具体包括：所述第一P沟道型场效应管的栅极与所述第二P沟道型场效应管的栅极相连；所述第一P沟道型场效应管的源极与所述第二P沟道型场效应管的源极相连。

可选的，所述混频器具体包括：所述第五N沟道型场效应管的栅极连接第一电阻的一端和所述第一P沟道型场效应管的漏极，所述第一电阻另一端与所述第一P沟道型场效应管的栅极相连。

可选的，所述混频器具体包括：所述第六N沟道型场效应管的栅极连接第二电阻的一端和所述第二P沟道型场效应管的漏极，所述第二电阻另一端与所述第二P沟道型场效应管的栅极相连。

可选的，所述混频器具体包括：所述第五N沟道型场效应管的漏极连接有第三电阻；所述第六N沟道型场效应管的漏极连接有第四电阻。

可选的，所述混频器具体包括：所述第三电阻一端与所述第一P沟道型场效应管的源极相连，另一端连接第一电源；所述第四电阻的一端与所述第二P沟道型场效应管的源极相连，另一端连接第二电源。

根据本发明提供的具体实施例，本发明的有益效果为：

从以下三个方面提高了混频器在监测目标时的灵活性，满足了系统的要求：

(1)在维持增益、输入输出匹配等参数合理的情况下，在微波频段利用第二平衡-不平衡转换器作为跨导级电路，与传统的场效应管做跨导级相比，仅需要消耗稳定的较小的直流压降，有效增大了第一、第二、第三、第四N沟道型场效应管的输出摆幅，输出信号不易失真，提高了线性度。

(2)第一、第二P沟道型场效应管组成有源负载，对交流小信号提供很高的输出阻抗进而提高电路的增益，同时仅需要消耗稳定的较小的直流压降，达到增加输出摆幅，减小输出信号失真的目的。

(3)混频器缓冲级用第五、第六N沟道型场效应管为共源放大器，有利于提高增益，降低功耗。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为本发明混频器的结构图；

图2为传统混频器的结构图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明的目的是提供一种混频器，通过设计跨导级电路、有缘负载电路以及利用共源放大器作为缓冲级，从而提高了混频器的线性度，增加了输出摆幅，提高了增益降低了功耗，以提高混频器在监测目标时的灵活性，满足系统要求。

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

图1为本发明混频器的结构图。如图1所示，所述混频器包括：N沟道型场效应管M1、M2、M3、M4、M5、M6，P沟道型场效应管M7、M8，巴伦即平衡-不平衡转换器T1、T2，电阻R1、R2、R3、R4。将整个混频器的电路结构划分以下几部分：

混频器的跨导级101，利用巴伦T2，N沟道型场效应管M1，M2，M3，M4的源级阻抗实现射频信号输入端口匹配；

混频器的开关级102和106，N沟道型场效应管M1，M2，M3，M4工作在开关状态实现频率变换，利用巴伦T1，N沟道型场效应管M1，M2，M3，M4的栅级阻抗实现本振信号输入端口匹配；

混频器的输出级103，P沟道型场效应管M7、M8组成有源负载。两个相等的电阻R1、R2为P沟道型场效应管M7、M8提供偏置电压；

混频器的输出缓冲级104和105，N沟道型场效应管M5，M6为共源放大器，电阻R3、R4为共源放大器提供负载电阻；

射频输入由混频器的跨导级101的巴伦T2和混频器的开关级102的N沟道型场效应管M1，M2，M3，M4的源级共同实现，其为整个混频器射频输入端实现匹配。这种结构仅需要消耗稳定的较小的直流压降，有效增大了N沟道型场效应管M1，M2，M3，M4输出摆幅，输出信号不易失真，提高了线性度；本振输入由混频器的开关级102的N沟道型场效应管M1，M2，M3，M4的栅级和混频器的开关级106的巴伦T1共同实现，其为整个混频器本振输入端实现匹配；混频器的输出级103由P沟道型场效应管M7、M8和电阻R1、R2组成有源负载，对交流小信号提供很高的输出阻抗进而提高电路的增益，同时仅需要消耗稳定的较小的直流压降，达到增加输出摆幅，减小输出信号失真的目的；混频器的输出缓冲级104和105采用了共源放大器作为输出缓冲级，它由N沟道型场效应管M5，M6和电阻R3、R4组成，其为输出信号提高增益，降低功耗，并减小下一级电路对混频器的影响。

图2为传统混频器的结构图。如图2所示，传统的混频器包括：N沟道型场效应管M1、M2、M3、M4、M5、M6，巴伦即平衡-不平衡转换器T1，电阻R1、R2。传统的混频器电路结构包括：附加尾电流源级201，混频器的开关级202和204，电阻负载级203。

电阻负载级203中，电流流过R1、R2可以提高电压增益。但是电流流过Iss、M5、M6，提高了M1、M2、M3、M4源端的电压，使本振LO输入信号的下限不能太低。而且Iss、M5、M6共有9个设计参数，Iss、M5、M6增加了设计复杂度。

本发明在微波频段利用图1混频器的跨导级101的巴伦T2作为跨导级电路，代替图2的尾电流源部分201，电流流过巴伦T1，升高的电压几乎可以忽略不计，从而输入本振LO信号的下限可以接近0电压，提高了线性度。而且巴伦只有2个设计参数，降低了设计复杂度。本发明射频输入信号经过图1中巴伦T2转化为幅度相同，相位相反的差分信号，同时巴伦T2实现了不使用额外元器件就达到本振端口的阻抗匹配，所使用元器件少，更方便电路版图布局，符合实际需求。

本发明为了补偿电压增益，在传统的双平衡结构上增加了图1的混频器的输出缓冲级104和105，用N沟道型场效应管M5，M6为共源放大器，有利于提高增益，降低功耗。

图2的电阻负载203，电流流过R1、R2，消耗较大的直流压降，使输出信号的上限不能太高。而且电阻会消耗较大的功耗，不利于低功耗。

本发明图1的混频器的输出级103中P沟道型场效应管M7、M8组成有源负载，代替图2的电阻负载部分203，这样的好处是对交流小信号提供很高的输出阻抗进而提高电路的增益，同时仅需要消耗稳定的较小的直流压降，达到增加输出摆幅，减小输出信号失真的目的。图1的混频器的输出级103中两个相等的电阻R1、R2被用来防止差分端输出差分信号的泄露同时保证共模电压的传递，由于P沟道型场效应管M7、M8栅极无电流，所以电阻R1、R2并没有电流，不消耗功率。

本说明书中各个实施例采用递进的方式描述，每个实施例重点说明的都是与其他实施例的不同之处，各个实施例之间相同相似部分互相参见即可。

本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。