一种音频信号处理装置及方法与流程

本发明涉及信号处理领域，尤其涉及一种音频信号处理装置及方法。

背景技术：

在电子设备中，音频信号是一种非常常见的信号，尤其是现行的智能语音电子产品，其内部必定设置有音频信号处理装置。

现有的音频信号处理装置如图1A所示，音频信号处理装置90通过驱动模块95与受控体90a电性连接，音频信号处理装置90控制驱动模块95驱动受控体90a的运作。受控体90a可以是振动装置(包括但不限制于马达、电子设备内的线性致动器等)或者发光装置(包括但不限制于LED等)等，本发明中仅以受控体90a为振动装置为例来进行说明。微控制器93内嵌有Analog-to-digital模数转换器模块(以下简称为ADC模块)931和Pulse Width Modulation脉冲宽度调制输出模块(以下简称为PWM输出模块)933，音频信号处理装置90根据音频信号模块91提供的音频信号来控制振动装置的振动，具体为：音频信号模块91接收外来音频信号或自行产生音频信号，该音频信号为模拟信号，ADC模块931对音频信号进行采样后获得采样数据，采样数据传递给PWM输出模块933，PWM输出模块933对采样数据进行脉宽调制后获得PWM信号，驱动模块95根据接收到的PWM信号驱使振动装置运作。

如图1B所示为图1A中音频信号经过微控制器93内之ADC模块931对音频信号S(t)进行采样，当前采样点的音频信号S(t)幅值即决定了当前PWM模块933输出的PWM信号的脉冲宽度。PWM信号控制驱动模块95驱使受控体90a运作。

为了保证PWM信号的精准度，通常需要提高ADC模块931对音频信号的采样频率，如此，PWM信号周期短，单位时间内的PWM信号驱动受控体90a的次数过多。图1B中为了清楚图示，故此示意的PWM信号频率较低，而实际上，现有的PWM输出模块933的采样频率高达4KHZ-384KHZ，每秒时间内，输出PWM信号4000-384000次，振动装置被驱动至4000-384000次之多。然而，人体对振动的感觉或视觉的感觉等与耳朵的听觉相比，要迟钝很多，每秒输出PWM信号过高反而导致受控体90的运作效果不佳，人体对受控体90a的运作体验较差。

技术实现要素：

为克服现有音频信号处理装置在单位时间内PWM信号输出次数过多的问题，本发明提供一种音频信号处理装置及方法。

本发明解决上述技术问题的技术方案是：提供一种音频信号处理装置，其用于电性连接受控体，通过音频信号控制受控体运作，音频信号处理装置包括音频信号模块，微控制器，微控制器内置或外接有采样模块和PWM输出模块，音频信号模块提供音频信号，采样模块对音频信号进行采样获得采样数据，PWM输出模块输出PWM信号控制受控体运作，在PWM信号的第(n+1)个周期内的脉冲宽度与第n个周期内采样模块采样获得的采样数据相关联，n为正整数。

优选地，所述采样模块和音频信号模块之间连接有滤波器，采样模块对经过滤波器滤波处理后的音频信号进行采样以获得采样数据。

优选地，所述滤波器数量为至少1个，滤波器与采样模块一一对应电性连接，或仅部份采样模块连接滤波器，所述各个采样模块采样获得的采样数据分别通过不同的PWM输出模块输出PWM信号以控制不同的受控体运作，或所述各个采样模块采样获得的采样数据计算后通过一个PWM输出模块输出PWM信号以控制一个受控体运作。

优选地，所述各个采样模块的采样数据比重相同或不同。

优选地，所述滤波器为高通滤波器、低通滤波器或带通滤波器中的一种或多种。

优选地，所述采样模块为ADC模块或比较器。

优选地，PWM模块第n个周期内采样获得的采样数据之和或平均值为M₁，所述PWM信号的第(n+1)个周期内的脉冲宽度为W，W＝M₁*c₁(c₁为可变常数)。

优选地，所述PWM输出模块位元数与微控制器处理后的采样数据处理能力不匹配时，PWM输出模块对接收到的所述数据进行去低位处理或左移位处理，或按比例处理。

本发明还提供一种音频信号处理方法，用于通过音频信号进行信号处理以生成PWM信号来控制受控体运作，提供音频信号；在PWM信号的第n个周期内对音频信号进行至少2次采样以获得采样数据；根据PWM信号的第n个周期内对音频信号进行采样获得的采样数据输出第(n+1)个周期内的PWM信号；所述PWM信号的第(n+1)个周期内的脉冲宽度与第n个周期内采样获得的采样数据相关联，n为正整数。

优选地，音频信号处理方法包括步骤：对PWM信号第n个周期内采样获得的采样数据进行求和或求平均值，PWM信号的第(n+1)个周期内的脉冲宽度与第n个周期内采样获得的采样数据之和或平均值相关联。

优选地，PWM信号的第(n+1)个周期内的脉冲宽度正比于或反比于第n个周期内采样获得的采样数据之和或平均值。

优选地，第n个周期内采样获得的采样数据之和或平均值为M₁，所述PWM信号的第(n+1)个周期内的脉冲宽度为W，W＝f_(M1)，f_(M1)为分段函数。

优选地，对所述音频信号进行采样的采样频率等于2的X次方乘以PWM信号的频率,X为正整数。

优选地，PWM信号周期为0.8ms-50ms。

与现有技术相比，本发明通过采样模块对音频信号进行采样获得采样数据，PWM信号的第(n+1)个周期内的脉冲宽度与第n个周期内采样模块采样获得的采样数据相关联，如此，可以大大降低PWM信号在单位时间内的输出次数，以使的用户体验更好。无需像现有技术中的当前采样点即当即输出对应的PWM信号。PWM信号在单位时间内的输出次数虽然降低，但是由于当前周期的幅值相关于前一周期中的采样数据，采样数据样本多，其保证了音频信号对受控体的控制精准度。尤其是PWM信号的当前周期的幅值与前一周期中的采样数据之和或平均值相关，音频信号对受控体的控制精准度达到最佳。更进一步，本发明中对硬件要求比较低，尤其是对采样模块及PWM输出模块的硬件要求大大降低。本发明所提供的音频信号处理方法同样具有如上优点。

【附图说明】

图1A是现有音频信号处理装置驱使受控体运作的电路模块结构示意图。

图1B为现有音频信号经过PWM模块对其进行脉宽调制的信号仿真示意图。

图2A是本发明第一实施例音频信号处理装置驱使受控体运作的电路模块结构示意图。

图2B是本发明第一实施例中音频信号经过处理后通过PWM输出模块输出的信号仿真示意图。

图3A是本发明第二实施例音频信号处理装置驱使受控体运作的电路模块结构示意图。

图3B是本发明第二实施例中音频信号经过处理后通过PWM输出模块输出的信号仿真示意图。

图4是本发明第三实施例音频信号处理装置驱使受控体运作的电路模块结构示意图。

图5是本发明第四实施例音频信号处理装置驱使受控体运作的电路模块结构示意图。

【具体实施方式】

为了使本发明的目的，技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施实例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

请参阅图2A，本发明第一实施例提供音频信号处理装置10，音频信号处理装置10通过驱动模块15与受控体10a电性连接，音频信号处理装置10通过控制驱动模块15控制受控体10a的运作。受控体10a可以是振动装置或者发光装置等，本发明中仅以受控体10a为振动装置为例来进行说明。

音频信号处理装置10包括依次电性连接的音频信号模块11、微控制器13，微控制器13嵌入有ADC模块131和PWM输出模块133，音频信号处理装置10根据音频信号模块11发出的音频信号来控制振动装置的振动，即音频信号模块11接收来自环境的音频信号，或者接收其他信号源所产生的音频信号，或其自行产生音频信号，ADC模块131为采样模块，其对音频信号模块11提供的音频信号进行采样，采样获得的采样数据经过微控制器13计算后获得计算数据，PWM输出模块133根据所述计算数据进行PWM信号输出，PWM信号驱使驱动模块15控制振动装置振动。

如图2B所示，PWM输出模块133输出信号波形为PWM-A，假定PWM-A周期为T，音频信号处理装置10的具体信号处理过程为：PWM-A每隔时间T则输出一次PWM信号，PWM-A在其第n(n为正整数)个周期内，ADC模块131对音频信号进行采样以获得采样数据，PWM-A在其第(n+1)个周期内输出的脉冲宽度与PWM-A在其第n个周期内ADC模块131采样获得的采样数据相关联。优选地，PWM-A当前周期内的脉冲宽度与PWM-A该当前周期的上一个周期内ADC模块131采样获得的采样数据之平均值关联。优选微控制器13将ADC模块131采样获得的采样数据经过微控制器13计算平均值以作为PWM-A的第(n+1)个周期内的PWM信号之脉冲宽度基数M₁，PWM信号之脉冲宽度W＝M₁*c₁(c₁为可变常数)。具体地，微控制器13对PWM-A的第n个周期内ADC模块131的采样数据具体处理方式为：假定ADC模块131在每个PWM-A的周期内采样k(k为大于等于2的正整数)次,k优选为2的X次方，X为正整数。采样k次获得的采样数据为V₁，V₂···V_(k-1)，V_k，微控制器13对ADC模块131在PWM-A的第n个周期内采样数据进行求和后计算平均值获得M₁，M₁＝(V₁+V₂·+··+V_(k-1)+V_k)/k。M₁乘以c₁获得PWM-A的第(n+1)个周期内的PWM信号之脉冲宽度。作为一种选择，PWM信号之脉冲宽度W正比于脉冲宽度基数M₁或反比于脉冲宽度基数M₁。优选c₁值因应ADC模块131的参考电压同音频信号的最高峰值来设定，优选c₁＝V_ADC/V_s(t)max，V_ADC为ADC模块131的参考电压,V_s(t)max为音频信号的最高峰值。假设ADC模块131的参考电压可设定等同音频信号的最高峰值,c₁＝1,假设ADC模块131的参考电压是2倍于音频信号的最高峰值,c₁＝2。

作为一种变形，微控制器13将ADC模块131采样获得的音频数据经过微控制器13计算和值以作为PWM-A的第(n+1)个周期内的PWM信号之脉冲宽度基数M₁。

可以理解，PWM-A在其第(n+1)个周期内输出的脉冲宽度与PWM-A在其第n个周期内ADC模块131采样获得的采样数据相关联，即PWM-A在其第(n+1)个周期内输出PWM信号之脉冲宽度W＝F_{(V1，V2···V(k-1)，Vk)},V₁，V₂···V_(k-1)，V_k为ADC模块131在第n个周期内采样第k次获得的采样数据，W取值为以采样数据为自变量的函数值，该函数值可以是自变量的和值，或自变量的平均值，或以自变量乘以不同的因子后所获得的和值或平均值，或其他任意计算获得的与采样数据关联的数值，可以理解F_{(V1，V2···V(k-1)}，_Vk)可以是线性函数或非线性函数。作为一种选择，W＝F_(M1),W取值为以采样数据为自变量的函数值，该函数可以是线性函数或非线性函数。作为一种选择，F_(M1)为分段函数，优选：

M₁为ADC模块131在第n个周期内采样k次获得的采样数据之平均值或和值。当M₁小于等于某一数值X₁时，脉冲宽度W为恒定值L₁，当M₁大于等于某一数值X₂时，脉冲宽度W为恒定值L₂，当M₁大于数值X₁小于数值X₂时，脉冲宽度W与M₁呈函数关系，其可以是线性函数关系或非线性函数关系。如此，高音量音频信号和低音量音频信号都可以获得较好的PWM信号输出。本实施例中关于对采样数据计算以获得脉冲宽度W的方法同样适用于其他实施例。

在PWM-A的第n个周期内，所述ADC模块131对音频信号的采样频率根据ADC模块131，微控制器13等的运算速度及PWM-A周期中的一个或多个来决定。当然，ADC模块131对音频信号的采样频率必然满足采样定律。作为一种选择，ADC模块131对音频信号的采样频率等于PWM-A在其第n个周期内的取样次数乘以PWM-A的频率，以取样次数为64为例来进行说明，假定PWM-A每秒输出64次6位元的PWM信号，即PWM-A的频率为64Hz，那么ADC模块131对音频信号的采样频率可以取64*2⁶＝4096Hz。

为了克服音频信号处理装置在单位时间内PWM信号输出次数过多的问题，作为一种优选,PWM-A在每秒内输出的PWM信号次数为20-1250次，PWM-A频率为20Hz-1250Hz，进一步优选为100Hz-400Hz。优选地，PWM-A的周期最佳为0.8ms-50ms，进一步优选为2.44ms-10ms。如此振动装置运作效果佳，振动装置的振动频率更容易被人体灵敏感觉到。

优选地，所述ADC模块131位元、微处理器13位元及PWM输出模块133位元之间的相互兼容匹配，数据处理能力相互匹配以防止数据溢出或硬件资源浪费。

作为另一种选择，所述ADC模块131位元与PWM输出模块133位元之间不匹配时，音频信号处理装置10对信号采用如下处理方式：

a)PWM输出模块133位元数不足以处理经过微处理器13处理过的采样数据时，PWM输出模块133对来自微处理器13处理过的采样数据进行去低位处理，去低位处理即为直接将所述数据的高位放入PWM输出模块133中。举例来说，PWM-A在每秒内输出的PWM信号次数为32次，每个PWM周期内采样32次，音频信号处理装置10采用10位元的ADC模块131进行信号的采样，采用8位元的PWM输出模块133进行PWM信号输出，音频信号峰值为1V,ADC的参考电压设定为1V,c₁的取值为1，ADC模块131针对采样获得的音频信号的运算数值可高达111 1111 1111 1111b(十进制为32767，15位)，其求平均值后对应的数据也需要10位元的PWM输出模块133进行PWM信号输出，此时，8位元的PWM输出模块133的数据处理能力显然是不够的，微处理器13直接指令将求平均值后的计算数据的总数的高8位直接截取放入8位元的PWM输出模块133中进行PWM信号输出，如此，可以在一定程度上降低对PWM输出模块133的硬件要求。作为另一种选择，用户可对计算数据按比例处理，具体为调整如前所述的c₁值来调整计算数据，如，同样是PWM-A在每秒内输出的PWM信号次数为32次，每個PWM週期內采样25次，音频信号处理装置10采用10位元的ADC模块131进行信号的采样，采用8位元的PWM输出模块133进行PWM信号输出，取c₁值为1/4，如此，10位元的数据平均值乘以c₁值后就降低至8位元数据，如此，PWM输出模块133还是可以准确输出PWM信号。

b)PWM输出模块133位元数高于经过微处理器13处理过的采样数据时，将PWM输出模块133对来自微处理器13处理过的采样数据的放入PWM模块133对应的高位，PWM模块133对应的低位则清0，其相当于PWM输出模块133对来自微处理器13处理过的采样数据进行左移位处理，即对采样数据向左移动p位(p取正整数)，并对低位补0，如此，来自微处理器13处理过的采样数据被放大2^p倍。如PWM-A在每秒内输出的PWM信号次数为32次，每個PWM週期音频信号处理装置10采用8位元的ADC模块131进行32次的信号的采样，采用16位元的PWM输出模块133进行PWM信号输出，ADC模块131针对采样获得的音频信号的运算数值可高达1 1111 1111 1111b(8191，13位元)，其总数对应的数据为13位元，此时对该数据进行左移位处理，即将所述13位的数据与PWM模块133之最高的13位对齐并放进去，PWM模块133之剩余的最低位清0。作为一种变形，取c₁值为8，如此，13位元的数据乘以c₁值后就成为了16位元数据，如此，提高了PWM信号的输出精度。

可以理解，每个PWM周期内，采样模块的采样次数与采样数据(即采样模块的硬件条件)的位元数有关系，其位元数正比与采样次数。

可以理解，PWM输出模块133可以是市面上现有的PWM输出模块，作为一种选择，可用I/O电路来模拟PWM信号输出。

为了进一步清楚说明音频信号处理装置10的具体信号处理过程，本发明以图2A中音频信号经过处理后通过PWM输出模块输出的信号仿真示意图来进行说明，音频信号S(t)与背景技术中的保持一致。ADC模块131以每0.3125ms采样一次，即其每秒采样3200次，PWM-A的周期为10ms，即PWM输出模块133每秒输出100次，在PWM-A的第一个周期内ADC模块131采样32次后求和后取一次平均值，作为PWM-A的第二个周期内脉冲宽度基数M1。图2B的仿真实验中，ADC模块131的参考电压设定为1V，在采样数据求和后再取平均值的过程中，令大于等于1V的音频信号的幅值为1V，即，即使单个采样信号的幅值达到了1.2V，在计算过程中，以幅值1V来进行计算处理。如此，计算出来的平均值即为PWM-A的下一个周期的占空比，确定占空比后可获得对应的PWM信号脉冲宽度。与背景技术部分仿真效果相比，在保持PWM信号的输出次数相同的条件下，相邻两PWM信号之间的时间间隙增大。人体对低于0.02s的振动延迟是难以分辨的，对低于0.01s的光的延迟也是较难分辨，如此，保证了用户体验。

本实施例中仅以音频信号的最大幅值为1V为例来进行说明。作为一种变形，音频信号的最大幅值可以根据不同的输入而设定，如1V，2V等等。

作为一种变形，所述ADC模块131和PWM输出模块133为独立模块，该两者独立外接于微控制器13。可以理解，音频信号处理装置10的具体电路结构并不做限定，任何可以实现本发明中所揭示的数据处理方式的电路结构的变形都属于本发明的保护范围。

请参阅图3A，音频信号处理装置20通过驱动模块25与受控体20a电性连接，音频信号处理装置20控制受控体20a的运作。本发明中仅以受控体20a为振动装置为例来进行说明。

音频信号处理装置20包括依次电性连接的音频信号模块21、比较器22、微控制器23，微控制器23嵌入有PWM输出模块233，音频信号处理装置20根据音频信号模块21发出的音频信号来控制驱动模块25驱动振动装置的振动，即音频信号模块21接收来自环境的音频信号，或者接收其他信号源所产生的音频信号，或其自行产生音频信号，比较器22为采样模块，其对音频信号模块21的音频信号进行采样，采样获得的采样数据经过微控制器23计算后获得计算数据，PWM输出模块233根据所述计算数据进行PWM信号输出，PWM信号驱使驱动模块25控制振动装置振动。

PWM输出模块233输出信号波形为PWM-B，假定PWM-B周期为T，音频信号处理装置20的具体信号处理过程为：PWM-B每隔时间T则输出一次PWM信号，PWM-B在其第n(n为正整数)个周期内，比较器22对音频信号进行采样以获得采样数据，PWM-B在其第(n+1)个周期内输出的脉冲宽度与PWM-B在其第n个周期内比较器22采样获得的采样数据相关联。优选地，PWM-B当前周期内的脉冲宽度与PWM-B该当前周期的上一个周期内比较器22采样获得的采样数据之和关联。优选微控制器23将比较器22采样获得的采样数据经过微控制器23求和以作为PWM-B的第(n+1)个周期内的PWM信号之脉冲宽度基数M₂，PWM-B之脉冲宽度W＝M₂*c₂(c₂为可变常数)。具体地，微控制器23对PWM-B的第n个周期内比较器22的采样数据具体处理方式为：设定比较器22的参考电压为V_R，采样时，当前采样点信号的幅值大于V_R时，则令当前采样点的采用数据为1，当前采样点信号的幅值小于V_R时，则令当前采样点的采样数据为0。比较器22在1个PWM-B的周期内采样j(j为正整数)次，采样数据为V₁，V₂···V_(j-1)，V_j，优选地，j值为2的X次方,X为正整数或等于PWM信号的位数，以6位PWM信号为例来进行说明，假定PWM-B每秒输出64次6位的PWM信号，即PWM-b的频率为64Hz，那么比较器22对音频信号的采样频率既可以取64*2⁶＝4096Hz。微控制器23对比较器22在PWM-B的第n个周期内采样数据进行求和后获得M₂，M₂＝(V₁+V₂·+··+V_(j-1)+V_j)。M₂或M₂*c₂可直接作为获得PWM-B的第(n+1)个周期内的PWM信号之脉冲宽度W。上述例子中，M₂最大值为64，6位的PWM最大值为63，在此情况下，其中一个解决方法，M₂在最大值时，自动减1。

作为一种变形，微控制器23将比较器22采样获得的音频数据经过微控制器23进行求和后计算平均值以作为PWM-B的第(n+1)个周期内的PWM信号之脉冲宽度基数M₂，即M₂＝(V₁+V₂·+··+V_(j-1)+V_j)/j。M₂为第(n+1)个周期内的PWM信号的占空比，从占空比即可获得PWM信号的脉冲宽度。

作为进一步优选，PWM信号之脉冲宽度W正比于脉冲宽度基数M₂或反比于脉冲宽度基数M₂。

可以理解，PWM-B在其第(n+1)个周期内输出的脉冲宽度与PWM-B在其第n个周期内比较器22采样获得的采样数据相关联，即PWM-B在其第(n+1)个周期内输出PWM信号之脉冲宽度W＝F_{(V1，V2···V(j-1)，Vj)},V₁，V₂···V_(j-1)，V_j为比较器22在第n个周期内采样j次获得的采样数据，W取值为以采样数据为自变量的函数值，该函数值可以是自变量的和值，或自变量的平均值，或以自变量乘以不同的因子后所获得的和值或平均值，或其他任意计算获得的与采样数据关联的数值，可以理解F_{(V1，V2···V(j-1)}，_Vj)可以是线性函数或非线性函数。作为一种选择，W＝F_(M2),W取值为以采样数据为自变量的函数值，该函数可以是线性函数或非线性函数。作为一种选择，F_(M2)为如实施例一中的分段函数。

在PWM-B的第n个周期内，所述比较器22对音频信号的采样频率根据比较器22，微控制器23的运算速度及PWM-B周期中的一个或多个来决定。当然，比较器22对音频信号的采样频率必然满足采样定量。为了克服音频信号处理装置20在单位时间内PWM信号输出次数过多的问题，作为一种优选,PWM-B在每秒内输出的PWM信号次数为20-1250次，PWM-B频率为20Hz-1250Hz，即PWM-A的周期最佳为0.8ms-50ms，进一步优选2.44ms-10ms。如此振动装置运作效果佳，振动装置的振动频率更容易被人体灵敏感觉到。

优选地，所述比较器22电性参数、微处理器23工作频及PWM输出模块233位元之间的相互兼容匹配，数据处理能力相互匹配以防止数据溢出。

可以理解，PWM输出模块233可以是市面上现有的PWM输出模块，作为一种选择，可用I/O电路来模拟PWM输出。

为了进一步清楚说明音频信号处理装置20的具体信号处理过程，本发明以图3A中音频信号经过处理后通过PWM输出模块输出的信号仿真示意图来进行说明。音频信号S(t)与背景技术中的保持一致。PWM-B的周期为10ms，即PWM输出模块233每秒输出100次，每一个PWM周期内比较器22采样256次，即每秒内采样25600次，V_R取值0.5V，当前采样点的幅值大于0.5V时，则令当前采样点的值为1，当前采样点的幅值小于0.5V时，则令当前采样点的值为0,在PWM-B的第一个周期内采样256次后，将采样点的采样数据相加作为PWM-B的第二个周期内脉冲宽度基数M₂。

图3B的仿真实验中，与背景技术部分仿真效果相比，在保持PWM信号的输出次数相同的条件下，相邻两PWM信号之间的时间间隙增大，如此，可以使用户获得更好的体验。

在采样音频信号求和，或求和再取平均值的过程中，V_R＝0.5V为例来进行说明。作为一种变形，V_R可以根据音频信号的最大幅值设定，如1V，2V等等。

作为一种变形，PWM输出模块233为独立模块，其独立外接于微控制器23。比较器22可以是内嵌在微控制器23内。

请参阅图4，音频信号处理装置30通过驱动模块35与受控体30a电性连接，音频信号处理装置30通过驱动模块35控制受控体30a的运作。本发明中仅以受控体30a为振动装置为例来进行说明。

音频信号处理装置30包括音频信号模块31、低通滤波器321，带通滤波器322、高通滤波器323、微控制器33、驱动模块35，微控制器33嵌入有第一ADC模块330，第二ADC模块331，第三ADC模块332以及PWM输出模块333，音频信号处理装置30根据音频信号模块31发出的音频信号来控制振动装置的振动，即音频信号模块31接收来自环境的音频信号，或者接收其他信号源所产生的音频信号，或其自行产生音频信号，音频信号模块31与低通滤波器321，带通滤波器322以及高通滤波器323均电性相连，音频信号经过低通滤波器321后获得低频音频信号，音频信号经过带通滤波器322后获得特定频段音频信号，音频信号经过高通滤波器323后获得高频音频信号，第一ADC模块330，第二ADC模块331，第三ADC模块332为采样模块。第一ADC模块330对低频音频信号进行采样，第二ADC模块331对特定频段音频信号进行采样，第三ADC模块332对高频音频信号进行采样，PWM输出模块333输出信号波形为PWM-D，在PWM-D在其第n(n为正整数)个周期内，第一ADC模块330，第二ADC模块331，第三ADC模块332采样，PWM-D在其第(n+1)个周期内的输出的脉冲宽度与第一ADC模块330，第二ADC模块331及第三ADC模块332采样所获得的采样数据相关联。优选地，PWM-D当前周期内的脉冲宽度与PWM-D该当前周期的上一个周期内第一ADC模块330，第二ADC模块331及第三ADC模块332采样获得的采样数据之平均值关联。优选地，微控制器33将第一ADC模块330采样数据平均值D1，第二ADC模块331采样数据平均值D2和第三ADC模块332采样获得的采样数据平均值D3经过微控制器33求平均值以作为PWM-D的第(n+1)个周期内的PWM信号之脉冲宽度基数M₃，3个ADC模块采样数据比重可以相同或各自不同以达至不同效果，即不同ADC模块的采样数据量可以相同或不同，或在对不同ADC模块采样获得的数据进行运算处理的时候，D1,D2,D3可以乘以相同或不同的因子以获得脉冲宽度基数M₃。

PWM输出模块333根据脉冲宽度基数M₃进行PWM信号输出，PWM信号驱使驱动模块35控制振动装置振动。微控制器33对采样获得的采样数据求平均值的算法与实施例一中微控制器13的计算方式相同。

作为另一种变形，所述第一ADC模块330，第二ADC模块331及第三ADC模块332可以替换为3个比较器，3个比较器中的一个对低频音频信号进行采样，3个比较器中的另一个对特定频段音频信号进行采样，再另一比较器对高频音频信号进行采样，采样获得的采样数据经过微控制器33进行求和后计算平均值以作为PWM-D的第(n+1)个周期内的PWM信号之脉冲宽度基数M₃。微控制器33对采样获得的采样数据求平均值的算法与实施例二中微控制器23的计算方式相同。所述比较器可以是内嵌在微控制器33内或独立外接于微控制器33。

作为另一种变形，所述第一ADC模块330，第二ADC模块331及第三ADC模块332，PWM输出模块333中的一者或多者为独立模块，所述一者或多者独立于微控制器33，并与微控制器33电性相连。

可以理解，对所述低通滤波器321，带通滤波器322以及高通滤波器323不作限定，其可以替换为其他的滤波器。采样模块的数量与滤波器数量相同或不同，其可以是一个或两个或多个。

请参阅图5，音频信号处理装置40通过第一驱动模块451，第二驱动模块452，第三驱动模块453分别电性连接于受控体40a、受控体40b及受控体40c。音频信号处理装置40通过第一驱动模块451，第二驱动模块452及第三驱动模块453分别控制受控体40a、受控体40b及受控体40c的运作。受控体40a、受控体40b及受控体40c可以为振动装置或发光装置等。

音频信号处理装置40包括音频信号模块41、低通滤波器421，带通滤波器422、高通滤波器423及微控制器43。微控制器43嵌入有第一ADC模块431，第二ADC模块432，第三ADC模块433、第一PWM输出模块441、第二PWM输出模块442及第三PWM输出模块443，音频信号处理装置40根据音频信号模块41发出的音频信号来控制受控体运作，即音频信号模块41接收来自环境的音频信号，或者接收其他信号源所产生的音频信号，或其自行产生音频信号，音频信号模块41与低通滤波器421，带通滤波器422以及高通滤波器423均电性相连，音频信号经过低通滤波器421后获得低频音频信号，音频信号经过带通滤波器422后获得特定频段音频信号，音频信号经过高通滤波器423后获得高频音频信号，第一ADC模块431，第二ADC模块432及第三ADC模块433为采样模块。第一ADC模块431对低频音频信号进行采样，第二ADC模块432对特定频段音频信号进行采样，第三ADC模块433对高频音频信号进行采样，第一PWM输出模块441输出信号波形为PWM-E1，第二PWM输出模块442输出信号波形为PWM-E2，第三PWM输出模块443输出信号波形为PWM-E3，微控制器43对来自第一ADC模块431，第二ADC模块432，第三ADC模块433的信号处理方式相同，此处以对第一ADC模块431采样数据进行的处理方式为例来说，在PWM-E1在其第n(n为正整数)个周期内，第一ADC模块431采样，PWM-E1在其第(n+1)个周期内的脉冲宽度与第一ADC模块431在PWM-E1的第n个周期内的采样数据相关联。优选地，PWM-E1在其第(n+1)个周期内的脉冲宽度与第一ADC模块431在PWM-E1的第n个周期内的采样数据的平均值相关联。优选地，微控制器43将第一ADC模块431在PWM-E1的第n个周期内采样获得的采样数据求平均值以作为PWM-E1的第(n+1)个周期内的PWM信号之脉冲宽度基数M₄。第一PWM输出模块441根据脉冲宽度基数M₄进行PWM信号输出，从第一PWM输出模块441输出的PWM信号驱使第一驱动模块451控制第一受控体40a运作。同理，从第二PWM输出模块442输出的PWM信号驱使第二驱动模块452控制第二受控体40b运作。从第三PWM输出模块443输出的PWM信号驱使第三驱动模块453控制第三受控体40c运作。

作为另一种变形，所述第一ADC模块431，第二ADC模块432及第三ADC模块433可以替换为3个比较器，3个比较器中的一个对低频音频信号进行采样，3个比较器中的另一个对特定频段音频信号进行采样，再另一个比较器对高频音频信号进行采样，采样获得的音频数据经过微控制器43进行求和后计算平均值以作为PWM-D的第(n+1)个周期内的PWM信号之脉冲宽度基数M₄。微控制器43对采样获得的音频数据求平均值的算法与实施例二中微控制器23的计算方式保持一致。

作为另一种变形，所述第一ADC模块431，第二ADC模块432及第三ADC模块433，第一PWM输出模块441、第二PWM输出模块442及第三PWM输出模块443中的一者或多者为独立模块，所述一者或多者独立于微控制器43，并与微控制器43电性相连。

可以理解，对所述低通滤波器421，带通滤波器422以及高通滤波器423不作限定，其可以替换为其他的滤波器。优选地，滤波器数量不作限制，其可以为一个或两个或多个，采样模块数量与滤波器数量可以相同或不同，滤波器与采样模块一一对应电性连接，或仅部分采样模块连接滤波器，而另一部分采样模块不和滤波器连接。不同采样模块采样获得的采样数据，采样数据经过处理后通过不同PWM输出模块输出以驱动不同的受控体。

可以理解，实施例一和实施例二中关于音频信号处理装置的音频信号处理方法均适用于本实施例。

可以理解，本发明中所提及的关联包括线性关系及非线性关联。

与现有技术相比，本发明通过采样模块对音频信号进行采样获得采样数据，PWM信号的第(n+1)个周期内的脉冲宽度与第n个周期内采样模块采样获得的采样数据相关联，如此，可以大大降低PWM信号在单位时间内的输出次数，以使的用户体验更好。无需像现有技术中的当前采样点即当即输出对应的PWM信号。PWM信号在单位时间内的输出次数虽然降低，但是由于当前周期的幅值相关于前一周期中的采样数据，采样数据样本大，其保证了音频信号对受控体的控制精准度。尤其是PWM信号的当前周期的幅值与前一周期中的采样数据之和或平均值相关，音频信号对受控体的控制精准度达到最佳。更进一步，本发明中对硬件要求比较低，尤其是采样模块及对PWM输出模块的硬件要求大大降低。

本发明第五实施例提供一种音频信号处理方法，用于通过音频信号进行信号处理以生成PWM信号来控制受控体运作。音频信号处理方法包括步骤：

步骤S1:提供一音频信号；

步骤S2:在PWM信号的第n个周期内对音频信号进行至少2次采样以获得采样数据；

步骤S3:根据PWM信号的第n个周期内对音频信号进行采样获得的采样数据输出第(n+1)个周期内的PWM信号。

所述PWM信号的第(n+1)个周期内的脉冲宽度与第n个周期内采样获得的采样数据相关联，n为正整数。

优选地，对PWM信号第n个周期内采样获得的采样数据进行求和或求平均值，PWM信号的第(n+1)个周期内的脉冲宽度与第n个周期内采样模块采样获得的采样数据之和或平均值相关联。

优选地，对所述音频信号进行采样的采样频率等于2的X次方乘以PWM信号的频率,X为正整数。

优选地，第n个周期内采样获得的采样数据之和或平均值为M₁，所述PWM信号的第(n+1)个周期内的脉冲宽度为W，W＝f_(M1)，f_(M1)为分段函数。

优选地，PWM信号周期为0.8ms-50ms。

实施例一至实施例四中音频信号处理装置中音频信号的处理以及相应的变形实施例适用于本实施例。

与现有技术相比，本发明在PWM信号的第n个周期内对音频信号进行采样获得采样数据，PWM信号的第(n+1)个周期内的脉冲宽度与其第n个周期内采样数据相关联，如此，可以大大降低PWM信号在单位时间内的输出次数，以使的用户体验更好。无需像现有技术中的当前采样点即当即输出对应的PWM信号。PWM信号在单位时间内的输出次数虽然降低，但是由于当前周期的幅值相关于于前一周期中的采样数据，采样数据样本大，其保证了音频信号对受控体的控制精准度。尤其是PWM信号的当前周期的幅值与前一周期中的采样数据之和或平均值相关，音频信号对受控体的控制精准度达到最佳。

以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的原则之内所作的任何修改，等同替换和改进等均应包含本发明的保护范围之内。