一种基于改进型宽带低通阻抗转换网络的高效功率放大器的制作方法

本发明涉及无线通信功率放大器（功放）技术领域，尤其涉及基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的宽带高效功率放大器设计，即一种基于改进型宽带低通阻抗转换网络的高效功率放大器。

背景技术

目前，随着无线通信技术的迅猛发展，整体收发机的性能要求越来越受到人们的关注。一方面，现代通信系统工作模式多样化，以满足不断增长的高速宽带数据业务需求。为此所采用的调制方式更加复杂、频谱利用率也更高的多载波技术和数字调制方式，使信号带宽越来越宽。另一方面，功率放大器是整个通信系统耗能最大的单元，因此提升功率放大器的工作效率，从而降低整个系统的能耗，减小通信设备的运营成本，在提倡节能环保可持续发展的今天，有着重大意义。因此如何设计宽带高效率功率放大器已成为一个热门的研究领域。

目前宽带高效率的功率放大器主要包括两种：其一是在传统的e、f/逆f类功放的基础上，结合良好的宽带匹配设计方法（包括匹配网络的拓扑结构以及宽带输出匹配电路技术、实频技术等）来兼顾实现宽带高效率性能[1]；其二是针对e、f/逆f类功放的谐波控制方法带来的带宽窄的局限性缺点，通过改进谐波控制的方法来改善其带宽特性，这些技术方法主要包括j类功放技术[2]，连续类f类功放技术[3]，连续类逆f类功放技术[4]-[5]等等。

作为宽带高效功率放大器的代表，j类功放由卡迪夫大学的stevecripps教授于2006年提出[6]，其理念是在b类功放的基础上，通过对二次谐波和基波电压的控制，得到一组连续的基波和二次谐波阻抗值解，并保持与b类相同的输出功率和效率。其优势和特点即在于具有b类功放的高效率，高线性度，同时还有很宽的带宽，即设计空间。j类宽带高效率功率放大器的设计核心在于根据阻抗参考面上得到的基波及谐波的阻抗条件来设计输出匹配电路。

目前针对j类功放的设计，其输出匹配网络的拓扑大多基于一种常规的设计方法，即在谐波控制网络后，再进行基波匹配网络的设计。这种设计方法不仅增大了匹配网络的复杂程度，而且往往在偏离中心频率的低频和高频处不能实现良好的效率性能，即频率选择性很差。新型输出匹配网络，如：chebyshev阻抗变换网络，stepimpedancetransformer等等，虽然克服了传统匹配网络的特点，将基波匹配和谐波控制结合在一起，但其缺点也十分显著：即输出匹配网络结构过于复杂，通常需要多节传输线和多个并联枝节来实现，从而增加了设计的复杂性和调谐优化的难度。

基于传统输出匹配电路和新型输出匹配电路的上述缺点，文献[7]提出了一种基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的宽带低通阻抗转换网络。这种宽带低通阻抗转换网络不仅可以实现低通滤波的特点，而且还可以实现任意带宽下的宽带阻抗转换。更重要的是，这种宽带低通阻抗转换网络有着很好的频率选择性，即对于带外的抑制性很好。这一点相比传统的输出匹配电路有了很大的改进，也为本专利的发明提供了很好的理论基础。但这种宽带低通阻抗转换网络仅能实现任意频率下实数阻抗到实数阻抗的阻抗转换，对于功率放大器的复数形式的最优输出阻抗而言并不适用。

【参考文献】

[1]k.chenandd.peroulis,“designofhighlyefficientbroadbandclass-epoweramplifierusingsynthesizedlow-passmatchingnetworks,”ieeetrans.microw.theorytechn.,vol.59,no.12,pp.3162–3173,dec.2011。

[2]p.wright,j.lees,j.benedikt,p.j.tasker,ands.c.cripps,“amethodologyforrealizinghighefficiencyclass-jinalinearandbroadbandpa,”ieeetrans.microw.theorytech.,vol.57,no.12,pp.3196–3204,nov.2009。

[3]n.tuffy,l.guan,a.zhu,andt.j.brazil,“asimplifiedbroadbanddesignmethodologyforlinearizedhigh-efficiencycontinuousclass-fpoweramplifiers,”ieeetrans.microw.theorytech.,vol.60,no.6,pp.1952–1963,jun.2012。

[4]m.yang,j.xia,y.guo,anda.zhu,“highlyefficientbroadbandcontinuousinverseclass-fpoweramplifierdesignusingmodifiedellipticlow-passfilteringmatchingnetwork,”ieeetrans.microw.theorytech.,vol.64,no.5,pp.1515–1525,may.2016。

[5]k.chenandd.peroulis,“designofbroadbandhighlyefficientharmonic-tunedpoweramplifierusingin-bandcontinuousclass-f-1/fmodetransferring,”ieeetrans.microw.theorytech.,vol.60,no.12,pp.4107–4116,oct.2012。

[6]s.c.cripps,rfpoweramplifiersforwirelesscommunications,2^nded,boston,ma:artech,2006。

[7]q.wuandl.zhu,“widebandimpedancetransformerswithgoodfrequencyselectivitybasedonmultisectionquarter-wavelinesandshort-circuitedstubs,”ieeemicrow.wirelesscompon.lett.,vol.26,no.5,pp.337-339,may.2016。

技术实现要素：

针对现有技术存在的问题，结合j类宽带高效功率放大器的阻抗条件特点和基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的宽带低通阻抗转换网络，提出一种基于改进型宽带低通阻抗转换网络的高效功率放大器，不仅可以满足所需带宽内的j类基波和谐波的阻抗条件，达到良好的性能要求，同时还具有非常好的频率选择性，在非设计频带下呈现很好的带阻特性；同时，相比其他宽带匹配网络，这种新型宽带输出匹配网络设计过程有着很好的简化性，且实际实现过程中运用到的传输线数量极少，十分便于原理图的优化和版图的调谐。

一种基于改进型宽带低通阻抗转换网络的高效功率放大器，晶体管的输出端包括：电感值很大的射频扼流圈组成的晶体管偏置电路，基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络。其特征在于：所述电感值很大的射频扼流圈组成的晶体管偏置电路位于晶体管输出端和基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络之间，所述基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络位于电感值很大的射频扼流圈组成的晶体管偏置电路和负载之间。所述的偏置电路由电源vbb到晶体管基极的电路和电源vcc到晶体管集电极的电感值很大的射频扼流圈组成。所述功率放大器为共射极的功放管，所述功放管的输入端为基极，输出端为集电极。

所述一种基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的宽带低通阻抗转换网络的电路结构原理图如图1所示。所述网络的所有传输线的电长度都是在所需带宽的中心频率处波长的四分之一。所述网络的节数n是一个正数，即n=1,2,3…。根据文献[7]的研究成果，该网络可以实现任意带宽，任意实数阻抗到任意实数阻抗的转换。同时，该网络还可以选择等波纹系数ε和中心频率。

宽带高效率j类功率放大器的设计核心在于基于上述具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的宽带低通阻抗转换网络来设计宽带输出匹配电路。虽然所述宽带低通阻抗转换网络可以在任意频带完成阻抗转换，但对于射频功率放大器而言，并不十分适用。就射频功率放大器而言，由于晶体管的输出寄生电容和封装效应的影响，其最优输出阻抗一般呈现r+jx形式,即复数形式。而所述宽带低通阻抗转换网络只能实现实数阻抗到实数阻抗的转换，因此并不适用。而本发明的一大创新点即在于将所述宽带低通阻抗转换网络的一端再补偿一段微带线，以实现实数阻抗到复数阻抗的转换。这种改进型宽带低通阻抗转换网络如图2所示。其中，zx即为所述实现实数阻抗到复数阻抗转换的补偿传输线。因此，对于宽带高效率j类功率放大器而言，运用所述网络即可以实现任意频带的基波阻抗匹配。对于宽带高效率j类功率放大器的谐波而言，三次谐波的影响通常不予以考虑。而对于二次谐波，由于该网络的低通特性，负载阻抗对于二次谐波而言呈现开路状态，因此二次谐波的阻抗呈现电抗形式，从而满足j类功放的二次谐波纯电抗的阻抗要求。

附图说明

图1是一种基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的宽带低通阻抗转换网络的电路结构原理图；

图2是一种基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的电路结构原理图；

图3是所述基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的j类功放输出匹配电路原理图；

图4是所述基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的j类功放输入匹配电路原理图；

图5是所述一种基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的j类功放电路原理图；

图6是当输入功率为28dbm时，所述一种基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的j类功放整体性能仿真结果图；

图7是所述一种基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的j类功放去嵌阻抗原图；

图8(a)是1.6ghz频率下，所述一种基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的j类功放去嵌波形图；

图8(b)是1.9ghz频率下，所述一种基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的j类功放去嵌波形图；

图8(c)是2.2ghz频率下，所述一种基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的j类功放去嵌波形图。

具体实施方式

为了更清楚的说明本发明的技术方案，下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明。对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

在实际设计中，晶体管选用型号为creecgh40010f的10wganhemt晶体管。对该晶体管由制造商提供的寄生分量的具体数值如下：晶体管漏极和源极之间的寄生电容cds=1.2pf，寄生电感ld=0.55nh，封装寄生电容cp=0.2pf。

根据上述推导结果，具体实施采用微带线实现。所述基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络在具体实现时选用的频带是1.4ghz-2.4ghz；拟实现的具体指标为：在频带内pout>40dbm,漏极效率η>65%,gain>12db.基于上述指标要求及creecgh40010f晶体管的性能特点，所述电路结构在具体实现时选取晶体管的漏极电压为28v,栅极电压为-3.1v。

j类功放晶体管本征端的基波阻抗以及二次谐波的阻抗表达式在文献[6]中已经给出，即：

因此根据公式（1）-（3），可以求得晶体管在所选频带内本征端的基波阻抗和二次谐波阻抗。同时根据晶体管在ads中的仿真结果及所述晶体管的数据手册，取rl=40ω。之后根据cree公司提供的所述晶体管的封装模型，求得该频带内的一系列阻抗在晶体管封装参考面上的基波和二次谐波的阻抗值。之后以求得的封装参考面的一系列阻抗值作为ads中loadpull和sourcepull的基准值，从而对频带内的不同频点进行反复迭代，进而求得频带内基波阻抗和二次谐波阻抗的最优解。对于宽频带功率放大器而言，为了满足带内的整体性能，通常情况下在loadpull和sourcepull的最优解附近取一定的范围，以满足既定的性能指标要求。这样便于输入、输出匹配网络的实现。根据所述电路整体的性能指标要求及电路性能的波动考量，拟定所述电路loadpull和sourcepull的性能指标为:在设计频带内pout>40.2dbm,漏极效率η>68%。

根据loadpull仿真结果，在频带内所述电路的晶体管输出端基波阻抗值的实数部分大致在12ω-22ω之间。最终选取频带内的基波阻抗值为18ω作为宽带输出匹配电路的一端阻抗值。

在所述电路中，从整体电路的简约性角度出发，选取所述网络的四分之一波长串联传输线的节数为2，即最简网络。根据所述基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的宽带低通阻抗转换网络的特点取等波纹系数为0.03；中心频率为1.9ghz，可求得4段四分之一波长传输线的特征阻抗。进而根据所述基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的电路结构原理，再补偿一段微带线。根据loadpull仿真结果：所述电路在设计频带内的基波复数阻抗值均大于0，因此所述补偿的微带线为基波阻抗端的串联传输线。

经过调谐和优化，所述基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的输出匹配网络如图3所示。

根据sourcepull仿真结果，可以看出在设计频带内所述电路的晶体管输出端基波阻抗值的实数部分大致在8ω-22ω之间。最终选取设计频带内的基波阻抗值为13ω作为宽带输出匹配电路的一端阻抗值。

由于输入匹配网络同样要求在设计频带内满足基波阻抗的匹配，因此，输入匹配网络依旧使用所述基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的宽带低通阻抗转换网络。从整体电路的简约性出发，依旧选取所述网络的四分之一波长串联传输线的节数为2，即最简网络。根据所述基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的宽带低通阻抗转换网络的特点取等波纹系数为0.04；中心频率为1.9ghz，可求得4段四分之一波长传输线的特征阻抗。进而根据所述基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的电路结构原理，再补偿一段微带线。根据sourcepull仿真结果：所述电路在频带内的基波复数阻抗值均大于0，因此所述补偿的微带线为基波阻抗端的串联传输线。

经过调谐和优化，所述基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的输入匹配网络如图4所示。

根据所述基于具有多节四分之一波长串联传输线和短路枝节的改进型宽带低通阻抗转换网络的电路结构，所述电路的输入，输出匹配网络均设计完成。基于上述匹配网络的设计，所述j类功放电路整体电路结构的原理图如图5所示。其中，所述电路在晶体管漏极偏置电路上的串联电感值为30nh.所述电路的稳定性网路由两部分组成：一部分是栅极的并联电阻，其阻值是86欧姆；另一部分是栅极的串联稳定性网络，即27ω的电阻和3.6pf的电容并联。所述电路中的隔直电容为1µf。

根据图5所示的j类功放整体电路结构，可在ads中仿真得到当输入功率为28dbm时，整体电路的性能指标图，即如图6所示。可以看到所述电路在设计频带内基本的输出功率pout>40.2dbm;漏极效率（de）>68%；增益gain>12.2db，满足了预先设定的指标要求。

根据cree公司提供的creecgh40010f晶体管模型，可以在ads中仿真得到所述j类功放电路在设计频带内晶体管本征端的阻抗图，如图7所示。可以看出，所述电路的基波阻抗和二次谐波阻抗基本满足j类功放的理想阻抗。同时也可仿真得到所述j类功放电路在晶体管本征端不同频率下（1.6ghz,1.9ghz,2.2ghz）的波形图，如图8（a）,8（b）,8（c）所示。