阻抗匹配装置及半导体加工设备的制作方法

本发明属于微电子加工技术领域，具体涉及一种阻抗匹配装置及半导体加工设备。

背景技术：

射频电源激发产生等离子体的技术被广泛应用于集成电路制作过程中；为了达到射频电源输出端与等离子体腔室之间的阻抗匹配，通常需要在射频电源与等离子体腔室之间插入一个阻抗匹配器，从而保证等离子体腔室从射频电源处获得最大功率。图1为典型的自动阻抗匹配器的原理图，请参阅图1，该自动阻抗匹配10连接在rf射频电源和等离子体反应腔室之间，包括：传感器101、匹配网络102、控制器103、驱动单元104，具体的阻抗匹配过程是：控制器103根据阻抗传感器101的输出信号控制驱动单元104来调整匹配网络中的可变元件，最终使阻抗匹配器102的输入阻抗与射频电源的输出阻抗实现共轭匹配，通常射频电源的输出阻抗为50ω，故调整匹配网络102的输入阻抗等于50ω，即可实现阻抗匹配。

图2为具有viprobe功能的自动阻抗匹配器的原理框图，请参阅图2，与图1所示的区别在于：匹配网络具体包括可调电容c1和c2；

驱动单元包括电机m1和m2，具体的阻抗匹配过程是：传感器101检测传输线上的电压、电流及其相位差等信号并发送至控制器103，控制器103根据传感器101发送的信号转换成阻抗匹配器的输入阻抗，再与射频电源的输出阻抗进行比较得出二者的幅值误差和相位误差，并利用二者的误差来控制电机m1和m2一一对应调节可调电容c1和c2，直误差为0或者接近0，v/iprobe不参与阻抗匹配过程，仅用于检测输入等离子体腔室的电压vp、电流ip以及二者之间的相位差等参数，并通过控制器103与机台主机相连进行存储，以备后续分析处理

使用。

采用图2所示的自动阻抗匹配器在实际应用中会存在以下技术问题：阻抗匹配器的调谐时间长，使得匹配过程缓慢，匹配路径需要规划，完成一次匹配认为约需要1～2秒。

技术实现要素：

本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题之一，提出了一种阻抗匹配装置及半导体加工设备，不仅能够快速地完成阻抗匹配，而且能够实时获得腔室阻抗。

为解决上述问题之一，本发明提供了一种阻抗匹配装置，包括：传感器、控制器、匹配网络、开关驱动器和存储单元；

所述传感器用于按照预设周期检测位于射频电源和匹配网络之间的传输线上的信号；

所述匹配网络包括阻抗可调模块，所述阻抗可调模块包括多个并联设置的阻抗可调单元，每个阻抗可调单元包括串联设置的阻抗固定元件和开关；

所述存储单元用于预先存储多个所述开关的多种组合状态以及每种组合状态下对应的所述阻抗可调模块的阻抗参数；

所述控制器用于根据传感器检测到的信号计算当前阻抗匹配装置的输入阻抗，并在所述存储单元查询与当前开关组合状态对应的阻抗参数，称为第一阻抗参数，同时基于所述阻抗匹配装置的输入阻抗和所述第一阻抗参数计算当前腔室阻抗；根据当前所述阻抗匹配装置的输入阻抗、所述第一阻抗参数和所述腔室阻抗计算要达到阻抗匹配时所述阻抗可调模块需要的阻抗参数，称为第二阻抗参数，并在所述存储单元中查询与该第二阻抗参数相等或最接近的阻抗参数及其对应的所述开关组合状态，且基于该所述开关组合状态控制开关驱动器来控制开关的打开或关闭。

优选地，所述阻抗匹配装置还包括电压检测器，

所述电压检测器用于检测位于所述匹配网络和腔室之间的电压并发送至所述控制器；

所述控制器还用于根据所述腔室阻抗和检测到的电压计算输入腔室的相关信息；所述输入腔室的相关信息包括：输入腔室的电流以及输入腔室的电压与输入腔室的电流之间的相位差。

优选地，所述控制器还用于实时根据所述阻抗匹配装置的输入阻抗来计算反射系数；

所述存储单元，还用于将每次所述传感器检测信号时所述控制器计算的反射系数、查询到的与当前开关组合状态对应的阻抗参数一一对应存储。

所述控制器，还用于在所述存储单元中查询要达到最小的反射系数时所述阻抗可调模块需要的阻抗参数，称为第三阻抗参数；在所述存储单元中查询与该第三阻抗参数相等或最接近的阻抗参数及其对应的所述开关组合状态，在本次匹配过程完成后，根据该开关组合状态控制所述开关控制器来控制所述开关的打开或关闭，以使该开关组合状态作为下次匹配过程开始时所述开关的初始状态。

优选地，所述阻抗匹配装置包括至少两个阻抗可调模块；

所述开关驱动器与所述阻抗可调模块一一对应；

所述存储单元用于分别预先存储每个阻抗可调模块中的多个开关的多种组合状态以及每个开关组合状态下的所述阻抗可调模块的阻抗参数。

优选地，所述存储单元中分别针对每个阻抗可调模块以列表的方式将所述开关的每种组合状态及每种组合状态下对应的所述阻抗可调模块的阻抗参数对应存储。

优选地，其中一个阻抗可调模块中的每个阻抗可调单元中的开关为二极管；

与该阻抗可调模块对应的所述开关驱动器为二极管驱动器；

所述二极管驱动器具有与该阻抗可调模块中的阻抗可调单元一一对应的输出端，每个输出端连接对应的所述阻抗可调单元的二极管，以驱动对应的二极管导通或断开。

优选地，其中一个阻抗可调模块中的每个阻抗可调单元中的开关为继电器，所述继电器的常开触点与阻抗固定元件串接；

与该阻抗可调模块对应的所述开关驱动器为继电器驱动器；

所述继电器驱动器具有与该阻抗可调模块中的阻抗可调单元一一对应的输出端，每个输出端与对应的所述阻抗可调单元的继电器相连，以驱动对应的继电器的常开触点接通或断开。

优选地，所述阻抗固定元件为固定电容。

优选地，所述阻抗匹配装置设有两个阻抗可调模块，一个阻抗可调模块中的阻抗可调单元的一端与所述传输线相连，另一端接地；

另一个阻抗可调模块中的阻抗可调单元串接在所述传输线上。

优选地，所述存储单元中以列表方式将每次所述传感器检测信号时所述控制器计算的反射系数、查询到的与当前开关组合状态对应的阻抗参数、输入腔室的相关信息以及阻抗匹配装置的输入阻抗对应存储。

优选地，预先存储在所述存储单元的各个所述阻抗可调模块的阻抗参数为对应于每种开关组合状态下所述阻抗可调模块的实测阻抗值。

作为另外一个技术方案，本发明还提供一种半导体加工设备，包括阻抗匹配装置和腔室，所述阻抗匹配装置连接在射频电源和腔室之间，用于实现射频电源的特征阻抗和负载阻抗匹配；所述阻抗匹配装置采用上述提供的阻抗匹配装置。

本发明具有以下有益效果：

本发明中，利用存储单元预先存储阻抗可调模块的多个阻抗可调单元中开关的多种组合状态以及每种组合状态下阻抗可调模块的阻抗参数，通过控制器计算要达到阻抗匹配时阻抗可调模块需要的阻抗参数，再在存储单元查询该阻抗参数对应的开关组合状态；最后通过控制器控制开关驱动器根据查询到的开关组合状态驱动阻抗可调模块的多个阻抗可调单元中相应的开关打开或关闭来实现阻抗匹配，由于控制开关的打开或关闭的时间很短，因此，能够快速地完成阻抗匹配；并且，控制器能够根据传感器检测到的信号、查询到的与当前开关组合状态对应的阻抗参数实时获得腔室阻抗。

附图说明

图1为典型的自动阻抗匹配器的原理图；

图2为具有viprobe功能的自动阻抗匹配器的原理框图；

图3为应用在本发明实施例提供的阻抗匹配装置的原理框图；

图4为本发明实施例提供的阻抗匹配装置的具体电路图；

图4’为计算当前腔室的阻抗的等效电路图；

图5为图4所示的匹配网络的等效电路图；

图6为实测匹配网络的第一阻抗可调模块c1的各个组合状态下的实测电容值的电路图；

图7为实测匹配网络的第二阻抗可调模块c2的各个组合状态下的实测电容值的电路图；

图8为传感器的原理框图；

图9为阻抗匹配时的等效电路图；

图10为检测输入腔室电压的电路图；

图11为二极管驱动器的电路图；

图12为继电器驱动器的电路图。

具体实施方式

为使本领域的技术人员更好地理解本发明的技术方案，下面结合附图来对本发明提供的阻抗匹配装置及半导体加工设备进行详细描述。

实施例1

图3为应用在本发明实施例提供的阻抗匹配装置的原理框图；图4为本发明实施例提供的阻抗匹配装置的具体电路图；请一并参阅图3和图4，本发明实施例提供的阻抗匹配装置20连接在射频电源和腔室之间，用于对射频电源的特征阻抗和负载阻抗进行阻抗匹配。该阻抗匹配装置20包括：传感器21、匹配网络22、控制器23、存储单元24、开关驱动器25和电压检测器26。其中，传感器21用于按照预设周期检测射频电源和匹配网络22之间的传输线上信号(电压和电流信号)；匹配网络22包括阻抗可调模块，阻抗可调模块包括多个并联设置的阻抗可调单元221，每个阻抗可调单元221包括串联设置的阻抗固定元件2211和开关2212，阻抗参数包括：电阻值、电容值和电感值；具体地，请参阅图4，匹配网络22为l型网络，阻抗固定元件为固定电容，开关为二极管d和继电器j；阻抗匹配装置包括两个阻抗可调模块，分别用c1和c2表示，两个阻抗可调模块分别处于匹配网路电路中的不同位置，第一阻抗可调模块c1与传输线并联(具体为其包括的各个阻抗可调单元的一端与所述传输线相连，另一端接地)，第二阻抗可调模块c2串接在传输线上，如图5所示的匹配网络的等效电路图，其中，第一阻抗可调模块c1包括图4中的固定电容c1-0以及由五个固定电容c1-1～c1-5以及五个二极管d1～d5形成的5个阻抗可调单元；第二阻抗可调模块c2包括图4中的固定电容c2-0以及由4个固定电容c2-1～c1-4以及4个继电器j1～j4形成的4个阻抗可调单元，继电器的常开触点与阻抗固定元件串接。

如图4所示，开关驱动器25包括与第一阻抗可调模块c1对应的第一开关驱动器251以及与第二阻抗可调模块c2对应的第二开关驱动器252，并且，第一开关驱动器251为二极管驱动器，具有与5个阻抗可调单元221一一对应的输出端pin1～pin5，输出端pin1连接对应的阻抗可调单元221的二极管d1，以驱动该二极管d1接通或断开，具体地，当二极管d1正向偏置时导通，与其相连的固定电容c1-1与地接通，当二极管d1反偏置时断开，与其相连的固定电容c1-1与地断开，二极管d1的通断状态由二极管驱动器输出端pin1输出的电压决定；其他的输出端pin2～pin5与之类似，在此不再赘述；五个二极管d1～d5的通断的组合状态，有着一一对应的不同的第一阻抗可调模块c1的电容总值，故，控制五个晶体管d1～d5的通断状态就能达到调整第一阻抗可调模块c1的电容总值的目的。

第二开关驱动器252为继电器驱动器，具有与4个阻抗可调单元221一一对应的输出端j1～j4，输出端j1与对应的阻抗可调单元221的继电器j1相连，以驱动对应的继电器的常开触点接通或断开，当继电器j1的线圈通电时，该继电器的常开触点接通，此时，与其对应的固定电容c2-1接入电路中，第二阻抗可调模块c2的电容总值增大；当继电器j1的线圈不通电时，该继电器的常开触点为断开，此时，与其对应的固定电容c2-1未接入电路中，继电器j1的通电状态是由继电器驱动器的输出端j1决定的；其他输出端j2～j4与之相类似，在此不再赘述；4个继电器j1～j4的通断的组合状态，有着一一对应的不同的第二阻抗可调模块c2的电容总值，故，控制4个继电器j1～j4的通断状态就能达到调整第二阻抗可调模块c2的电容总值的目的。

存储单元24用于预先存储每个阻抗可调模块中的多个开关的多种开关组合状态以及在每种组合状态下阻抗可调模块的阻抗参数。具体地，在本实施例中，存储单元24用于预先存储上述两个阻抗可调模块c1和c2各自的开关组合状态以及在每种组合状态下各自的阻抗参数。存储单元中分别针对每个阻抗可调模块(c1和c2)以列表的方式将开关的每种组合状态及每种组合状态下对应的阻抗可调模块的阻抗参数。

需要在此说明的是，预先存储在存储单元的各个阻抗可调模块的阻抗参数为对应于每种开关组合状态下阻抗可调模块的实测阻抗值。该实测阻抗值可通过网络分析仪在对应于每种开关组合状态下实测获得的。在实测一个阻抗可调模块在不同开关状态下的电容值时，其余阻抗可调模块的所有开关的状态均保持断开，这样实测计算过程相对简单。

在此说明的是，由于匹配网络22中第一阻抗可调模块c1和第二阻抗可调模块c2在各自的开关组合下的电容值是否精准将会直接影响后续阻抗匹配过程中的计算精度，即c1和c2的电容总值的精度至关重要；而由于当二极管d反向偏置对地断开时，二极管本身对地仍然还存在一个小电容(约5pf左右)；当继电器j触点断开时，继电器触点对地和继电器触点间仍存在一个1.2pf左右小电容，可能还存在着其他各式各样分布的电抗参数，故，本发明实测c1和c2各自在不同开关组合状态下的实测电容值代替理论上的电容值，以能够更好地反应实际情况。优选地，可采用网络分析仪来实测c1和c2各自在不同开关组合状态下的实测电容值。

采用图6所示的电路图来实测c1在不同开关组合状态下的实测电容值，图6中以大小与射频电源内阻相等的电阻来代替射频电源，并且，继电器j1-j4保持常开；跨接线1(jumper1)断开；跨接线2(jumper2)既可以接通也可以断开，当接通时将c2-0短接，匹配网络串联电容等效为导线，这有助于对分布电容的判定。由c1-0～c1-5组成的第一阻抗可调模块c1具有32种组合，分别进行各自实测电容值的测量。假设网络分析仪测出的阻抗zt＝rt+jxt(已知)，也即，图6所示电路的输出阻抗。

基于图6所示的电路，其输出阻抗zt按照如下公式计算：

推导可知：

由此可以计算出实测电容值c1^*和c2^*：

即，根据网络分析仪测得的阻抗实部rt就可计算出等效电容c1^*，从而可以获得下表1：

采用图7所示的电路图来实测c2在不同开关组合状态下的实测电容值，图7中5个二极管d1～d3处于反向偏置状态，全部与地断开；仅c1-0与地相连。跨接线2(jumper-2)接通连接线将c2-0短接，匹配网络串联电容c2等效为导线。当进行c2各个组合实测电容值测量时，跨接线2(jumper-2)拔出，连接线断开。另外，本实施例中，为了防止继电器触点超过其额定电流，继电器j3和j4并联使用，即j3和j4触点同时断开或同时接通，故，本申请四个继电器j1～j4具有下表2所示的8种状态。

同样地，假设网络分析仪测得的阻抗为zt＝rt+jxt，基于上文中c1^*和c2^*公式计算c1^*和c2^*，从而可以得到如下表2：

在此需要说明的是，表2中的0c1^*～7c1^*在理想情况下应为相同值，但随着c2组合的变化，分布的电抗参数可能会有变化，这将使0c1^*～7c1^*间有微小的差异；当这些差异不能忽略时，需根据c2的组合状态来校正表1中c1^*的值。

在此需要说明的是，跨接线2(jumper-2)仅用于前期实测第一阻抗可调模块c1时短接，在实际阻抗匹配工作时，它处于断开状态。跨接线1(jumper-1)的作用是大范围变换阻抗虚部匹配范围，可不经常使用，通过它的rf电流较大，用继电器j不经济，故采用跨接线1。

在本实施例中，根据图5可求出阻抗匹配装置的负载阻抗匹配范围：

负载阻抗实部(rl)匹配范围：0.71-12.81ω。

负载阻抗虚部(xl)匹配范围：49.4-80.51jω(图4中的jumper-1断开)；40.5-65.3jω(图4中的jumper-1接通)。

电压检测器26用于检测位于匹配网络22和腔室之间的电压vp并发送至控制器23；具体如图4所示，电压检测器26安装在阻抗匹配装置的输出端，与腔室相连，直接检测输入腔室的射频信号的峰值电压vp。

控制器23具有以下功能：

第一，用于根据传感器21检测到的信号计算当前阻抗匹配装置的输入阻抗z＝r+jx。

其中，传感器21的工作原理是：请参阅图8，在图8中，传感器21的检测头采集到射频传输线rfline上的电压v和电流i信号直接送达模拟乘法器得到m1，同时经过移相网络90°相移送达模拟乘法器得到m2，乘法器将采集到的电流i信号平方后得m3；模拟信号m1、m2和m3经过a/d变换器后转换成数字信号送到控制器23；控制器23根据信号转换的关系式求出阻抗匹配装置20的输入阻抗z＝r+jx。

第二，用于在存储单元24查询与当前开关组合状态对应的阻抗参数，称为第一阻抗参数，同时基于所述阻抗匹配装置的输入阻抗和所述第一阻抗参数计算当前腔室阻抗zl＝rl+jxl。

具体地，控制器23在存储单元24的表1中查询与当前五个晶体管d1～d5的组合状态对应的第一阻抗可调模块c1的电容值，以及在表2中查询与当前四个继电器j1～j4的组合状态对应的第二阻抗可调模块c2的电容值，假定当前阻抗匹配装置的输入阻抗z＝r+jx的共轭阻抗作为射频电源的内阻，共轭匹配算法求取当前腔室的阻抗zl＝rl+jxl，等效电路如图4’所示：

其中，

第三，根据腔室阻抗zl和检测到的电压vp计算输入腔室的相关信息，具体地，输入腔室的相关信息包括：输入腔室的电流ip、输入腔室的电压vp与输入腔室的电流ip之间的相位差

更具体地，按照如下公式计算：

若负载阻抗zl＝rl+jxl为感性负载，则为正值，表明电流滞后电压一个角度。若负载阻抗zl＝rl-jxl为容性负载，则为负值，表明电压滞后电流一个角度。

第四，根据阻抗匹配装置的输入阻抗z、第一阻抗参数(具体为当前c1和c2的容值)和所述腔室阻抗zl计算要达到阻抗匹配时每个阻抗可调模块需要的阻抗参数(具体为阻抗匹配时需要的c1和c2的容值，分别用表示)，称为第二阻抗参数，并在存储单元的表1和表2中分别查询与该第二阻抗参数相等或者最接近的阻抗参数对应的所述开关组合状态(即，在表1中查询与对应的5个二极管d1～d5的组合状态，在表2中查询与对应的4个继电器j1～j4的组合状态)，且基于查询到的开关组合状态(包括d1～d5的组合状态、j1～j4的组合状态)控制开关驱动器(相应包括二极管驱动器和继电器驱动器)来控制开关(d1～d5、j1～j4)的打开或关闭。

已求得当前阻抗匹配装置的(或匹配网络)的输入阻抗z＝r+jx和当前腔室的阻抗zl＝rl+jxl，也已查寻到当前c1^*和c2^*的电容值，并且射频电源内阻rg＝50ω，请参阅图9，图9为阻抗匹配时的等效电路图，据此计算出此时匹配网络的输出阻抗，匹配时该输出阻抗与负载阻抗互为共轭阻抗；根据复数相等的法则，可求出该负载阻抗下要达到网络匹配所需值为：

再根据计算得到的按照如下公式计算

其中，

由上文可知，本发明实施例提供的阻抗匹配装置利用存储单元预先存储阻抗可调模块的多个阻抗可调单元中开关的多种组合状态以及每种组合状态下阻抗可调模块的阻抗参数，通过控制器计算要达到阻抗匹配时阻抗可调模块需要的阻抗参数，再在存储单元查询该阻抗参数对应的开关组合状态；最后通过控制器控制开关驱动器根据查询到的开关组合状态驱动阻抗可调模块的多个阻抗可调单元中相应的开关打开或关闭来实现阻抗匹配，由于控制开关的打开或关闭的时间很短，因此，能够快速地完成阻抗匹配；并且，控制器能够根据传感器检测到的信号、查询到的与当前开关组合状态对应的阻抗参数实时获得腔室阻抗。

另外，优选地，根据腔室阻抗和检测到的输入腔室的电压vp即可获得腔室的相关参数，故，本发明将阻抗匹配功能和腔室的相关参数检测功能合为一体，省去了现有技术中增设的v/iprobe的昂贵费用。

在本实施例中，优选地，具体地，控制器23还用于实时根据阻抗匹配装置的输入阻抗z＝r+jx来计算反射系数γ：

反射系数

其中，pr为反向功率，pf为正向功率。

存储单元24还用于将每次传感器21检测信号时控制器23计算的反射系数∣г∣²、查询到的与当前开关组合状态对应的阻抗参数(包括c1、c2)、输入腔室的相关信息(包括vp、ip、)、阻抗匹配装置的输入阻抗z一一对应存储。优选地，可以采用列表的方式存储，如下表3：

在这种情况下，控制器23还用于在存储单元24中查询要达到最小的反射系数时每个阻抗可调模块对应的阻抗参数，称为第三阻抗参数；在存储单元24中查询与该第三阻抗参数相等或最接近的阻抗参数及其对应的开关组合状态，并在本次匹配过程完成后根据该开关组合状态控制开关驱动器25来控制开关的打开或关闭，以使该开关组合状态作为下次匹配过程开始时开关的初始状态，这样能够更加快速地实现阻抗匹配。

下面结合图10详细描述检测电压vp的原理，如图10所示，图10中c1、c2、c3和r1共同构成峰值采样电路，它将射频峰值电压按一定比例衰减后送达高频峰值检波电路的输入端，高频峰值检波电路将其检波变成直流电压，该直流电压代表射频峰值电压直接送达dsp控制器23的a/d变换器端，以供dsp控制器23使用。

下面结合图11详细描述二极管驱动器的工作原理。如图11所示，图11中c0是网络匹配电容，它代表图4中c1-1～c1-5中的一个电容；d1是pin二极管，在电路中起开关作用，它代表图4中d1～d5中的一个二极管；每个pin二极管有一路pin二极管驱动电路，本发明共使用5路这样的驱动电路。

当控制器dspcontroller发出高电平信号(3.3v)时，q1导通，pindioded1导通；此时对rf信号而言，c0与d1连接端相当于接地，则c0参与匹配器的调整功能。反之当dspcontroller发出低电平信号(0v)时，q1关断，pindioded1反向偏置关断；c0与d1连接端对地相当于断开，则c0不参与匹配器的调整功能。

在pindiode驱动电路中l1，r1，c1，c2和l2，c3，l3，c4分别组成低通滤波网络，阻挡rf信号对直流电路的影响。另外r1还是高压电源+1000v的限流电阻；当r1＝820k时，每个驱动电路的+1000v电源最大负载电流不大于1.3ma。r2，r3具有限制l2，l3的反峰电压作用；r2是由三个39k电阻串联组成，主要是为了增加r2整体耐压能力；单个39k电阻耐压参数不能满足要求。r4是限制pindioded1正向偏置dc电流；当r4＝3ω，q1导通时，pindioded1导通的dc电流约为-0.48a。

下面结合图12详细描述继电器的工作原理。请参阅图12，u1是光电耦合器起信号隔离作用，q1是npn型双极晶体管，d1是续流二极管，j1是专为射频设计的高压继电器k43a/gl43a。

当dsp控制器23发出高电平信号(3.3v)时，q1导通，继电器线圈两端的电压约24v，继电器工作，它的常开触点闭合，匹配网络中的串联电容c2值增大(增大量等于该触点相连的分支电容值)。反之当dsp控制器23发出低电平信号(0v)时，q1关断，继电器线圈两端的电压变为0v，继电器不工作，它的常开触点保持常开，匹配网络中的串联电容c2值减小(减小量等于该触点相连的分支电容值)。

需要说明的是，虽然本实施例中匹配网络为l型网络，但本发明并不局限于此，在实际应用中，匹配网络还可以为π型、t型等。

还需要说明的是，虽然本实施例中阻抗固定元件全部为固定电容，但本发明并不局限于此，在实际应用中，还可以一部分为固定电容，另一部分为电感或者电阻。

实施例2

本发明实施例还提供一种半导体加工设备，包括实施例1中的阻抗匹配装置和腔室，所述阻抗匹配装置用于连接在射频电源和腔室之间，实现射频电源的特征阻抗和负载阻抗匹配。

本发明实施例提供的半导体加工设备，由于采用上述实施例1提供的阻抗匹配装置，因此，可以提高匹配效率和降低成本。

可以理解的是，以上实施方式仅仅是为了说明本发明的原理而采用的示例性实施方式，然而本发明并不局限于此。对于本领域内的普通技术人员而言，在不脱离本发明的精神和实质的情况下，可以做出各种变型和改进，这些变型和改进也视为本发明的保护范围。