一种直流固态继电器的制作方法

本实用新型涉及固态继电器，特别涉及直流固态继电器。

背景技术：

现有的固态继电器原理图如图1所示，由控制端正端子K+和控制端负端子K-，负载端正端子L+和负载端负端子L-、外壳1、内部的隔离电路2、驱动电路3和开关S组成。其中的隔离电路2用于实现低压控制端与高压负载端的隔离，驱动电路3用于将低压控制端输入的微弱的控制信号放大后提供给开关S驱动负载端的大电流负载。

现有的固态继电器在断开时，开关S两端会产生非常大的尖峰电压，为此，需要在开关S两端并联吸收电路4，图2所示即为内部集成了吸收电路4的固态继电器原理图，该吸收电路4由电阻R和电容C串联组成。

图2所示吸收电路4工作原理为：稳态时，负载端的电流经开关S流通；故障发生时，开关S断开，负载端的电流向RC支路转移，通过RC支路给电容C充电，由于电容C两端的电压无法突变，开关S两端的电压由0开始缓慢上升，从而抑制了开关S两端的尖峰电压，降低了短路电流对开关S的冲击，保护了线路上其他电力电子器件不受损。

上述电路存在的问题如下：

(1)负载端线路中储存的能量一部分被电阻R发热消耗，另外一部分被电容C储存吸收，当故障消除，开关S导通，电容C将进行放电，该吸收电路4为有损吸收，不利于电力系统的节能；

(2)当负载端线路中储存的能量较大时，要求RC的体积较大，且成本较高，对于中大功率的固态继电器并不适用。

随着我国经济迅速发展以及工业交通部门逐步的现代化，直流用电负荷容量也持续增加，随着电压等级和额定电流的增加，大容量直流短路电流的开断变得异常困难，其开断时间的要求也越来越苛刻，直流固态继电器已成为制约高压、大容量直流供电系统的瓶颈。

如新能源汽车，采用的是高电压(400-1200V)、中高电流(10-1000A)和大功率的直流固态继电器，目前市面上的电动汽车电动机功率一般在100Kw左右，最高车速越高，电动机需要的功率越大；再如太阳能光伏电站，直流母线电压高达800-1500V、防雷直流柜功率高达30-500Kw；军航、船舶中压直流综合电力系统，母线电压高达3000V以上，功率极大，选择电机是否采用中压电力标准的传统功率分界点是450Kw；特高压长距离直流输电系统，线路电压高达±800kV、电流高达10kA，功率则高达8000Mw。

上述高压、大电流场合均需要应用大功率的直流固态继电器，现有技术还没有体积小、成本低且节能的技术方案。

技术实现要素：

有鉴如此，本实用新型要解决的技术问题是提供一种直流固态继电器，能实现体积小、成本低、节能且适用于中大功率场合。

本实用新型要解决上述技术问题的技术方案如下：

一种直流固态继电器，其特征在于：

至少包括六个端子，分别为直流输入正端子、直流输入负端子、直流输出正端子、直流输出负端子、控制端正端子和控制端负端子；

还包括：隔离电路、驱动电路、第一开关、第二开关、第一二极管和第二二极管；第一开关连接于直流输入正端子和直流输出正端子之间，第二开关连接于直流输入负端子和直流输出负端子之间，第一二极管的阳极连接直流输出负端子，第一二极管的阴极连接直流输入正端子，第二二极管的阳极连接直流输入负端子，第二二极管的阴极连接直流输出正端子，隔离电路第一输入端连接控制端正端子，隔离电路第二输入端连接控制端负端子，隔离电路输出端连接驱动电路，驱动电路第一输出端连接第一开关的控制端，驱动电路第二输出端连接第二开关的控制端；

隔离电路接收控制端正端子和控制端负端子输入的控制信号，并隔离传输至驱动电路；

驱动电路接收隔离电路隔离传输过来的控制信号，并放大后提供给第一开关和第二开关。

作为上述方案的第一种等同替换，其特征在于：将其中的直流输入负端子共地，从而减少了一个端子。

作为上述方案的第二种等同替换，其特征在于：将其中的控制端正端子和控制端负端子两个端子替换为辅助电源供电正端子、辅助电源供电负端子和使能端子三个端子，从而增加了一个端子；此时隔离电路有三个输入端，隔离电路第一输入端连接辅助电源供电正端子，隔离电路第二输入端连接辅助电源供电负端子，隔离电路第三输入端连接使能端子。

作为上述方案的第三种等同替换，其特征在于：将其中的直流输入负端子共地，此处减少了一个端子；将其中的控制端正端子和控制端负端子两个端子替换为辅助电源供电正端子、辅助电源供电负端子和使能端子，此处增加了一个端子，此时隔离电路有三个输入端，隔离电路第一输入端连接辅助电源供电正端子，隔离电路第二输入端连接辅助电源供电负端子，隔离电路第三输入端连接使能端子。

作为上述第三种等同替换方案的等同替换，其特征在于：将辅助电源供电负端子也共地，从而减少了一个端子。

作为上述方案的第一种改进，其特征在于：第一二极管和第二二极管为多个二极管串联组成。

作为上述方案的第二种改进，其特征在于：第一开关两端并联有由第一电阻和第一电容组成的串联电路；第二开关两端并联有由第二电阻和第二电容组成的串联电路。

作为上述第二种改进方案的等同替换，其特征在于：第一开关两端并联有第一电容，第二开关两端并联有第二电容。

作为上述第二种改进方案及其等同替换的进一步改进，其特征在于：第一二极管的阳极和第一二极管的阴极之间并联有第三电容，第二二极管的阳极和第二二极管的阴极之间并联有第四电容。

作为上述第二种改进方案及其等同替换的进一步改进的再次改进，其特征在于：还包括第一负温度系数的热敏电阻和第二负温度系数的热敏电阻，第一负温度系数的热敏电阻与第一开关先串联后再在其两端并联由第一电阻和第一电容组成的串联电路，第二负温度系数的热敏电阻与第二开关先串联后再在其两端并联由第二电阻和第二电容组成的串联电路。

作为上述第三种改进方案进一步改进方案的等同替换，其特征在于：还包括第一负温度系数的热敏电阻和第二负温度系数的热敏电阻，第一负温度系数的热敏电阻与第一开关先串联后再在其两端并联第一电容，第二负温度系数的热敏电阻与第二开关先串联后再在其两端并联第二电容。

作为上述方案的第四种改进，其特征在于：在第一二极管和第二二极管两端并联同步整流管。

优选地，隔离电路采用光电隔离电路、线圈、磁电隔离电路或压电陶瓷隔离电路。

优选地，第一开关和/或第二开关可以采用MOS管、IGBT或可控硅等电子开关。

优选地，所述的直流固态继电器封装有外壳。

作为外壳的具体实施方式，其可以为方形或圆形。

优选地，六个端子在外壳侧面或底部均匀分布。

优选地，在控制端端子与隔离电路之间还连接有控制电路。

本实用新型较现有的固态继电器有损吸收方案提出了一种全新的技术构思：采用双开关和双续流二极管交叉连接的方式，利用负载端线路中储存的能量不能突变，通过续流二极管为该电流的继续流动寻找新的路径，该路径实现了负载端线路中储存的能量被回馈到直流电网中，从而实现了能量的无损回收。

本申请相对于现有技术有如下突出的有益效果：

(1)第一开关和第二开关断开时，第一二极管和第二二极管为负载端线路中储存的能量流动提供了续流路径，使得第一开关和第二开关上产生的尖峰电压很小，从而第一开关和第二开关需要承受的电压应力小；

(2)第一二极管和第二二极管被直流输入电压钳位，需要承受的电压应力较现有技术小；

(3)第一二极管和第二二极管形成的续流路径实现了负载端线路中储存的能量被回馈到直流电网中，实现了负载端线路中储存的能量在开关断开时被无损回收，使得系统更加节能，尤其是直流固态继电器频繁动作时节能效果更加明显；

(4)电路极其简单，实施非常容易，且体积小、成本低廉，且越是在电压高、电流大的恶劣场合本实用新型的优势将更加明显；

(5)通过电容进一步加速转移开关中的能量，使得开关中的电流减小、尖峰电压减小，进一步抑制du/dt和过电压，使得二极管和的反向电压不至于过大而被击穿损坏。

附图说明

图1现有的固态继电器原理图；

图2现有的固态继电器内部集成吸收电路的原理图；

图3本实用新型第一实施例原理图；

图4-1为图1电路发生短路故障时开关两端的仿真电压、电流波形；

图4-2为图2电路发生短路故障时开关两端的仿真电压、电流波形；

图4-3为图3电路发生短路故障时开关两端的仿真电压、电流波形；

图5本实用新型第二实施例原理图；

图6本实用新型第三实施例原理图；

图7本实用新型第四实施例原理图。

具体实施方式

为了使本实用新型更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本实用新型进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本实用新型，并不用于限定本实用新型。

第一实施例

图3所示为本实用新型第一实施例原理图，该实施例包括六个端子，分别为直流输入正端子Vin+、直流输入负端子Vin-、直流输出正端子Vout+、直流输出负端子Vout-、控制端正端子K+和控制端负端子K-；还包括：外壳1、隔离电路2、驱动电路3、第一开关S1、第二开关S2、第一二极管D1和第二二极管D2；第一开关S1连接于直流输入正端子Vin+和直流输出正端子Vout+之间，第二开关S2连接于直流输入负端子Vin-和直流输出负端子Vout-之间，第一二极管D1的阳极连接直流输出负端子Vout-，第一二极管D1的阴极连接直流输入正端子Vin+，第二二极管D2的阳极连接直流输入负端子Vin-，第二二极管D2的阴极连接直流输出正端子Vout+，隔离电路2第一输入端连接控制端正端子K+，隔离电路2第二输入端连接控制端负端子K-，隔离电路2输出端连接驱动电路3，驱动电路3第一输出端连接第一开关S1的控制端Ki1，驱动电路3第二输出端连接第二开关S2的控制端Ki2。

隔离电路接收控制端正端子K+和控制端负端子K-输入的控制信号，并隔离传输至驱动电路3；驱动电路3接收隔离电路2隔离传输过来的控制信号，并放大后提供给第一开关S1和第二开关S2；第一开关S1和第二开关S2用于接通或断开直流输出正端子Vout+和直流输出负端子Vout-输出的电流。

隔离电路2可以采用光电隔离电路、线圈、磁电隔离电路或压电陶瓷隔离电路等；驱动电路3可以采用继电器组成的电路或两只场效应管反接组成的双向开关电路；第一开关S1和第二开关S2可以采用MOS管、IGBT或可控硅等电子开关，这对于本领域的技术人员而言是公知技术，由于不是本实用新型的创新点所在，因此不绘制隔离电路2、驱动电路3、第一开关S1和第二开关S2具体的电路图。

当电力系统正常工作时，开关S1和开关S2均闭合，二极管D1和二极管D2因反偏而截止，电路中的电流流向为：直流输入正端子Vin+→开关S1左端→开关S1右端→直流输出正端子Vout+→负载→直流输出负端子Vout-→开关S2右端→开关S2左端→直流输入负端子Vin-。

为说明本实施例的有益效果，发明人针对图1、图2和图3进行了仿真对比分析，仿真参数为：输入电压1kV、负载端所接的负载为1H的感性负载、开关S1和S2关断时刻电流为100A、开关S1和S2关断电阻为10MΩ、开关S1和S2关断过程时间为3ms、电阻R阻值为1kΩ、电容C容值为1uF。

图4-1至图4-3分别为图1-3电路发生短路故障时开关两端的仿真电压、电流波形，其中V1为图1开关S两端的电压波形、V2为图2开关S两端的电压波形、V3为图3开关S1两端的电压波形、I1为图1开关S中的电流波形、I2为图2开关S中的电流波形、I3为图3开关S1中的电流波形。

对本申请图4-3的电压波形V3和电流波形I3进行的分析如下：

从图4-3可知，0ms为直流电路发生短路故障时刻，记为t0；0.9ms开关S1两端电压开始上升，为本实施例(即图3)开关S1关断时刻，记为t1；1.3ms开关S1两端电压升至直流输出正端子Vout+的电压，开关S1中的电流开始下降，为本实施例(即图3)二极管D2开启时刻，记为t2。

t1时刻起，直流输出正端子Vout+的电压开始降低，即二极管D2阴极电压开始降低，到t2时刻，二极管D2阴极电压低于其阳极电压(即直流输入负端子Vin-的电压)，二极管D2导通，二极管D1正偏，二极管D1导通，形成续流回路：二极管D2阳极→二极管D2阴极→直流输出正端子Vout+→负载→直流输出负端子Vout-→二极管D1阳极→二极管D1阴极。由于二极管D1阴极连接直流输入正端子Vin+、二极管D2阳极连接直流输入负端子Vin-，因此负载端线路中储存的能量被回馈至了直流电网，从而实现能量的无损回收，使得电力系统更加节能。

需要说明的是，波形V3和I3针对的是开关S1和开关S2同时断开的情况，对于本领域的技术人员而言，开关S1和开关S2设置为联动控制是公知技术。

图1、图2开关S断开时的波形与图3对比如下：

从上表可知，图1中的开关S没有采取吸收措施时尖峰电压高达430KV，为直流输入电压的430倍，持续时长为2ms；图2中的开关S采取RC吸收尖峰后，尖峰电压还有90KV，为直流输入电压的90倍，持续时长仍为2ms；图3采用本实施例的吸收方案后，尖峰电压被钳位为直流输入电压Vin，开关S1和S2两端电流降为0所需的时间为1.7ms，该时间也有所减少，因此，本实施例可以实现发明目的。

需要说明的是，现有二极管耐压最高的可以达到几千伏，对于更高电压场合，为分担第一二极管D1和第二二极管D2两端的电压应力，第一二极管D1和第二二极管D2可以设计为由多个二极管串联组成，串联时要注意极性，需要一正一负相连接，这对于本领域的人员为公知技术。

从图4-3波形可知，当直流电路发生短路故障时，经过一定的延时(t1-t0)后，开关S1才关断，在t1到t2时刻，由于此时二极管D2还未导通，感性负载中的电流不能突变，因此开关S1中的电流维持不变，开关S1中的电压急剧增加，导致开关S1瞬时功率很大，该电路为对称电路同理S2瞬时功率也很大，容易损坏开关S1和开关S2，因此，此本实用新型将会产生进一步改进的技术方案，详见第二实施例。

第二实施例

图5为本实用新型第二实施例原理图，较图1不同之处在于：开关S1两端并联有由电阻R1和电容C1组成的串联电路，开关S2两端并联有由电阻R2和电容C2组成的串联电路。

需要说明的是，电阻R1和电容C1的位置可以交换，电阻R2和电容C2的位置也可以交换，对于RC串联器件交换位置后是等效的，这对于本领域的技术人员而言是公知常识。

在t1到t2时，开关S1中的电流经过电阻R1和电容C1组成的RC缓冲支路获得分流，减轻了开关S1的负担，抑制了du/dt和过电压，当t2时刻二极管D2导通后，RC缓冲支路的电流迅速转移到二极管D2和D1组成的吸收回路，从而保护了开关S1不被过电压损坏，同理开关S2也获得保护。

当直流输入电压高达几千至上万V、直流输入电流高达几千至上万A时，二极管D1二极管和D2两端将会承受非常高的电压应力与电流应力，将容易损坏二极管D1和二极管D2，因此本实用新型将会产生进一步改进的技术方案，详见第三实施例。

需要说明的是，去掉两路RC缓冲支路中的电阻R1和R2，同样可以实现本实施例的发明目的，申请人通过电路仿真发现去掉电阻R1和R2，电流下降过程的电压变小，尖峰电压减小，实施效果甚至更为理想。

第三实施例

图6为本实用新型第三实施例原理图，较图5不同之处在于：二极管D1的两端并联有电容C3，二极管D2的两端并联有电容C4。

在t1到t2时，电容C3和电容C4中会形成充电电流，加速吸收开关S1和S2中的电流，使得开关S1和S2中的电流减小、尖峰电压减小，进一步抑制了du/dt和过电压，使得二极管D1和D2的反向电压不至于过大而被击穿损坏；当t2时刻二极管D2和D1导通形成吸收回路后，电容C3和电容C4开始放电。

本实施例在开关导通的过程中存在一定的问题：开关S1从断开变成导通时，电容C4通过开关S1直接与直流输入正和直流输入负连接进行充电，电容C1通过开关S1放电，由于开关S1导通电阻较小，因此会产生很大的冲击电流，开关S1存在损坏的风险，由于电路是对称的，开关S2也存在着同样的损坏风险，因此本实用新型将会产生进一步改进的技术方案，详见第四实施例。

第四实施例

图7为本实用新型第四实施例原理图，较图6不同之处在于：开关S1的右端和二极管D2的阴极之间串联有负温度系数的热敏电阻NTC1，开关S2的右端和二极管D1的阳极之间串联有负温度系数的热敏电阻NTC2。

需要说明的是，开关S1和热敏电阻NTC1的位置可以交换，即电阻R1与直流输入正Vin+的连接点和开关S1的左端之间串联有负温度系数的热敏电阻NTC1；同样地，开关S2和热敏电阻NTC2的位置也可以交换，即电阻R2与直流输入负Vin-的连接点和开关S2的左端之间串联有负温度系数的热敏电阻NTC2，对于串联器件交换位置后是等效的，这对于本领域的技术人员而言是公知常识。

在开关S1从断开变成导通时，由于热敏电阻NTC1温度较低，电阻较大，限制了电容C4的充电电流以及电容C1的放电电流，限制了冲击电流的大小，保护了开关S1，正常工作后，由于热敏电阻NTC1发热，电阻下降，不影响负载的正常工作，同理开关S2也被获得保护。

需要说明的是，对于本技术领域的普通技术人员来说，上述实施例至少为六个端子，还可以作如下等同替换：

(1)至少包括五个端子，将其中的直流输入负端子Vin-共地从而减少了一个端子；

(2)至少包括七个端子，将其中的控制端正端子K+和控制端负端子K-两个端子替换为辅助电源供电正端子、辅助电源供电负端子和使能端子(也叫做控制端子)三个端子；此时隔离电路有三个输入端，隔离电路第一输入端连接辅助电源供电正端子，隔离电路第二输入端连接辅助电源供电负端子，隔离电路第三输入端连接使能端子；

(3)至少包括六个端子，将其中的直流输入负端子Vin-共地，此处减少了一个端子；将其中的控制端正端子K+和控制端负端子K-两个端子替换为辅助电源供电正端子、辅助电源供电负端子和使能端子(也叫做控制端子)三个端子，此处增加了一个端子，此时隔离电路有三个输入端，隔离电路第一输入端连接辅助电源供电正端子，隔离电路第二输入端连接辅助电源供电负端子，隔离电路第三输入端连接使能端子；

(4)至少包括五个端子，将上述等同替换(3)中的辅助电源供电负端子也共地，从而减少了一个端子。

以上仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出的是，上述优选实施方式不应视为对本实用新型的限制，本实用新型的保护范围应当以权利要求所限定的范围为准。对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型的精神和范围内，还可以做出若干改进和润饰，如将外壳1设计为方形或圆形，将端子在壳侧面或底部均匀分布，在第一二极管D1和第二二极管D2两端并联同步整流管解决二极管压降大及承受电流小的问题、在控制端端子和隔离电路之间还连接有控制电路等，这些改进和润饰也应视为本实用新型的保护范围。