本实用新型涉及开关电源技术，更具体地，涉及发光二极管(LED)调光装置及驱动电路。
背景技术：
在LED用于照明领域时，采用LED驱动电路调节亮度以满足用户的个性化需求或者根据环境需要调光以降低能耗。LED驱动电路例如是传统的可控硅调光器或脉宽调制(即，PWM)调光装置。可控硅调光器的工作原理是通过改变交流输入电压的导通角来调节输出电压和输出电流。PWM调光装置的工作原理是通过改变PWM信号的占空比来调节流过LED的电流。与可控硅调光相比，PWM调光装置的导通损耗低、噪声小且工作稳定，并且可以减小电磁干扰(EMI)。由于可以减小EMI滤波电路的元件尺寸，基于PWM调光的LED驱动电路的体积减小且调光性能优异。因此，PWM调光在LED的照明领域中的应用也越来越广泛。
LED驱动电路的调光深度是LED的工作亮度相对于完全点亮状态的亮度变化率，例如LED驱动电路可以实现10％～100％的调光深度。在使用PWM调光的LED驱动电路中，随着调光深度变大(即，深度调光)，PWM信号的占空比减小，在调光过程中可能出现亮度抖动的问题。
因此，期望进一步提高基于PWM调光的LED驱动电路在调光过程的稳定性，从而减小调光过程中的亮度抖动。
技术实现要素：
有鉴于此，本实用新型的目的是提供一种根据PWM控制信号补偿电感电流峰值以改善调光效果的LED驱动电路。
本实用新型要解决的问题是提供一种PWM深度调光技术，通过检测PWM控制信号占空比大小，调节电感电流的峰值。进而提高当在深度调光下的调光效果。使得调光过程LED灯亮度变化比较平滑。不会出现明显的LED亮度抖动现象。进而提高调光深度。
根据本实用新型的一方面，提供一种LED驱动电路，包括：主电路，所述主电路包括开关管，利用开关管的导通和断开实现直流输入电压至直流输出电流的转换；以及控制电路，与所述主电路相连接，用于向所述开关管提供驱动信号，以控制所述开关管的导通状态，其中，所述控制电路从所述主电路获得电流检测信号，并且根据所述电流检测信号和峰值电流基准信号执行峰值电流控制，使得所述开关管在所述驱动信号的每个开关周期中切换导通状态，所述驱动信号具有第一占空比，所述控制电路接收调光信号，并且根据所述调光信号控制所述驱动信号的输出，所述调光信号具有第二占空比，所述控制电路包括峰值电流补偿模块，根据所述调光信号的第二占空比补偿所述峰值电流基准信号，从而抑制调光抖动。
优选地，所述调光信号的调光周期大于所述驱动信号的开关周期，以及，在每个调光周期中，在所述调光信号有效时，所述控制电路提供所述驱动信号，在所述调光信号无效时，所述控制电路停止提供所述驱动信号。
优选地，所述控制电路在深度调光下减小所述峰值电流基准信号，从而相应地减小所述驱动信号的开关周期。
优选地，在所述调光信号的占空比小于等于期望占空比时，判断处于深度调光状态。
优选地，所述期望占空比为20％。
优选地，在所述深度调光下，所述峰值电流基准信号与所述调光信号的占空比成正比。
优选地，所述峰值电流补偿模块的输入端接收所述调光信号，输出端提供补偿信号，所述峰值电流基准信号为预定基准信号与所述补偿信号的差信号。
优选地，在所述深度调光下，所述主电路的直流输出电流与调光信号的占空比呈非线性变化。
优选地，所述主电路的直流输出电流Iout的计算公式为：
如果Dcomp≤D≤1
如果0≤D<Dcomp (公式1)
其中，Vref表示峰值电流基准信号，Dcomp表示期望占空比，D表示第二占空比，Rs表示采样电阻，K表示常数。
优选地，所述峰值电流补偿模块包括：串联连接在供电端和地之间的第一电阻和晶体管，在所述第一电阻和所述晶体管之间的第一节点产生所述调光信号的反相信号；第二电阻，连接在所述输入端和所述晶体管的控制端之间；分压网络，连接在所述第一节点和地之间，用于对所述反相信号分压，所述分压网络具有第二节点；第一电容，连接在所述第二节点和地之间，用于对所述反相信号进行滤波，从而产生占空比检测信号；以及二极管，所述二极管的阳极连接在所述第二节点，阴极连接至所述输出端，用于提供所述补偿信号。
优选地，所述分压网络包括串联连接的第三电阻和第四电阻，所述第二节点为所述第三电阻和所述第四电阻的中间节点。
优选地，还包括：串联连接在所述二极管和所述输出端之间的第五电阻。
优选地，所述峰值电流补偿模块包括：串联连接在供电端和地之间的第一恒流源、第一开关和第一电容，所述第一开关在所述调光信号的反相信号的控制下导通和断开，在所述第一开关导通时，所述第一恒流源对所述第一电容充电，在所述第一开关和所述第一电容之间的第一节点产生占空比检测信号；第一电阻，与所述第一电容并联连接，在所述第一开关断开时，所述第一电容经由所述第一电阻放电；串联连接在所述第一节点和地之间的二极管和第二电阻，在所述二极管和所述第二电阻之间的第二节点产生第一补偿信号；以及信号转换模块，连接在所述第二节点和所述输出端之间，用于将第一补偿信号转换成第二补偿信号。
优选地，所述信号转换模块包括：电流镜；串联连接在电流镜的输入端和地之间的第一晶体管和第三电阻；串联连接在电流镜的输出端和地之间的第四电阻和第五电阻；以及运算放大器，所述运算放大器的同相输入端连接至所述第二节点以接收所述补偿信号，反相输入端连接至所述第一晶体管和所述第三电阻之间的第三节点，其中，所述第四电阻的两端连接至所述输出端，以提供所述补偿信号。
优选地，所述主电路具有以下之一的拓扑结构：BUCK拓扑结构、BOOST拓扑结构、BUCK-BOOST拓扑结构、反激式拓扑结构。
根据本实用新型的另一方面，提供一种用于LED驱动电路的控制方法，所述LED驱动电路包括开关管，所述方法包括：获得用于表征流过所述开关管的电流检测信号；根据所述电流检测信号和峰值电流基准信号产生驱动信号，所述驱动信号包括多个开关周期且具有第一占空比；获得调光信号，所述调光信号包括多个调光周期且具有第二占空比；以及采用驱动信号控制所述开关管的导通和断开，以实现直流输入电压至直流输出电流的转换，其中，在产生驱动信号的步骤之前，所述方法还包括根据所述调光信号的第二占空比补偿所述峰值电流基准信号，从而抑制调光抖动。
优选地，所述调光信号的调光周期大于所述驱动信号的开关周期，以及，在每个调光周期中，在所述调光信号有效时提供所述驱动信号，在所述调光信号无效时停止提供所述驱动信号。
优选地，在深度调光下减小所述峰值电流基准信号，从而相应地减小所述驱动信号的开关周期。
优选地，在所述调光信号的占空比小于等于期望占空比时，判断处于深度调光状态。
优选地，所述期望占空比为20％。
优选地，在所述深度调光下，所述峰值电流基准信号与所述调光信号的占空比成正比。
优选地，所述峰值电流基准信号为预定基准信号与所述补偿信号的差信号。
优选地，在所述深度调光下，所述主电路的直流输出电流与调光信号的占空比呈非线性变化。
优选地，所述主电路的直流输出电流Iout的计算公式为：
如果Dcomp≤D≤1
如果0≤D<Dcomp (公式2)
其中，Vref表示峰值电流基准信号，Dcomp表示期望占空比，D表示第二占空比，Rs表示采样电阻，K表示常数。
优选地，补偿所述峰值电流基准信号的步骤包括：获得所述调光信号的反相信号；对所述反相信号分压和滤波，从而产生占空比检测信号；以及在所述占空比检测信号大于预定值时，将所述占空比检测信号与预定值的差值作为所述补偿信号。
优选地，补偿所述峰值电流基准信号的步骤包括：获得所述调光信号的反相信号；在所述反相信号的控制下对第一电容进行充电和放电，从而在所述第一电容的两端产生占空比检测信号；在所述占空比检测信号大于预定值时，将所述占空比检测信号与预定值的差值作为第一补偿信号；以及将第一补偿信号转换成第二补偿信号。
优选地，所述预定值为二极管的导通电压。
优选地，将第一补偿信号转换成第二补偿信号的步骤包括：采用运算放大器将所述第一补偿信号转换成第一电流信号；采用电流镜将第一电流信号转换成第二电流信号；以及采用电阻将第二电流信号转换成第二补偿信号。
根据本实用新型实施例的LED驱动电路，根据所述调光信号的占空比补偿所述峰值电流基准信号。在深度调光下，由于LED驱动电路的控制电路减小所述峰值电流基准信号，从而相应地减小所述驱动信号的开关周期。由于每个调光周期中的开关周期的数量增加，因此可以抑制调光抖动。
在深度调光下，由于补偿峰值电流基准信号，因此，直流输出电流与调光信号的占空比呈非线性变化。相比一般PWM调光曲线，在同样占空比下，输出电流变小。调光深度可以调至更深。且调光过程中LED亮度变化效果更好。
附图说明
通过以下参照附图对本实用新型实施例的描述，本实用新型的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1示出现有的LED驱动电路的电路框图。
图2示出图1的LED驱动电路的工作波形图。
图3示出根据本实用新型实施例的LED驱动电路的电路框图。
图4示出图3的LED驱动电路的工作波形图。
图5示出不同调光模式下的调光曲线。
图6示出根据本实用新型实施例的LED驱动电路中采用的峰值电流补偿模块一种实例的示意性电路图。
图7示出根据本实用新型实施例的LED驱动电路中采用的峰值电流补偿模块另一种实例的示意性电路图。
图8示出根据本实用新型实施例的用于LED驱动电路的控制方法的流程图。
具体实施方式
以下将参照附图更详细地描述本实用新型。在各个附图中，相同的元件采用类似的附图标记来表示。为了清楚起见，附图中的各个部分没有按比例绘制。此外，可能未示出某些公知的部分。
在下文中描述了本实用新型的许多特定的细节，例如器件的结构、材料、尺寸、处理工艺和技术，以便更清楚地理解本实用新型。但正如本领域的技术人员能够理解的那样，可以不按照这些特定的细节来实现本实用新型。
本实用新型可以各种形式呈现，以下将描述其中一些示例。
图1示出现有的LED驱动电路的电路框图。该LED驱动电路为BUCK型拓扑，用于将输入端的直流输入电压Vin降压变换为输出端的直流输出电压Vout。
如图1所示，LED驱动电路100包括主电路110和控制器120。主电路110包括开关管M1、二极管D1、电感L1、采样电阻Rs、输出电容C1。在图1中的负载电阻Rl表示LED驱动电路100的负载，例如，该负载为多个LED组成的灯串。
在LED驱动电路100的主电路110中，输入电压Vin施加在输入端和地之间。二极管D1、开关管M1和采样电阻Rs依次串联连接在输入端和地之间。二极管D1的阴极连接至输入端，阳极连接至开关管M1。负载电阻Rl和电感L1串联连接在二极管D1的阴极和阳极之间，输出电容C1与负载电阻Rl并联连接，在输出电容C1的两端产生输出电压Vout。优选地，主电路110还包括连接在开关管M1的控制端的限流电阻Rg。
LED驱动电路100的控制电路120的反馈端和控制端分别接收电流采样信号Is和调光信号PWM，输出端提供驱动信号Vg。例如，控制电路120的反馈端连接至开关管M1和采样电阻Rs的中间节点，以获得电流采样信号Is。
图2示出图1的LED驱动电路的工作波形图。以下结合图1和2说明该实施例的LED驱动电路的工作原理。
控制电路120例如采用峰值电流控制方式工作，在不同的调光信号PWM的控制下，根据电流反馈信号Is维持流经开关管M1的电感电流峰值固定不变。
PWM调光的原理在于采用调光信号PWM的占空比控制每个调光周期中开关管M1的开关次数。调光信号PWM的每个调光周期包括例如高电平的有效期间和例如低电平的无效期间。在每个调光周期的有效期间，控制电路120提供按照开关周期变化的驱动信号Vg。在每个调光周期的无效期间，控制电路120提供的驱动信号Vg始终为无效。调光信号PWM的占空比D为每个调光周期的有效期间与调光周期的比值。
在驱动信号Vg有效时，开关管M1导通，电流依次流经负载电阻Rl、电感L1、开关管M1和采样电阻Rs。直流输入电压Vin对电感L1及输出电容C1进行充电，从而在电感L1中存储电能，以及对负载Rl供电。电感电流IL大致线性升高。电流采样信号Is用于表征电感电流IL。在电感电流IL达到预定的峰值时，驱动信号Vg转变为无效，开关管M1断开，电感L1经由二极管D1释放其中存储的电能，利用输出电容C1向负载电阻Rl供电，从而维持输出电压Vout和/或输出电流Iout。
在该控制方法中，调光信号PWM的每个调光周期包括驱动信号Vg的多个开关周期。通过改变调光信号PWM的占空比，每个调光周期中的开关周期的数量(即，开关管M1的开关次数)相应地发生变化，从而调节直流输出电流，实现期望的亮度。
直流输出电流Iout的计算公式为：
其中，Vref表示峰值电流基准信号，D表示调光信号PWM的占空比，Rs表示采样电阻。
根据公式(1)，在LED驱动电路100的控制器120内部的峰值电流基准信号Vref固定时，采用调光信号PWM的占空比控制每个调光周期中开关管M1的开关次数，就可以实现对直流输出电流Iout的控制，并且，该直流输出电流Iout与调光信号PWM的占空比呈线性变化。随着调光信号PWM的占空比的减小，调光深度越来越大。在调光过程中，LED的亮度变化越来越大，从而出现LED亮度抖动的现象。因此，在深度调光时，调光效果变差。
例如，在调光信号PWM的占空比小于10％以后，调光效果变差。在现有技术中解决该技术问题的方法是限制LED驱动装置的调光范围，例如，调光信号PWM的占空比仅允许在10％至100％之间变化。相应地，最大调光深度为90％。然而，对调光范围的限制很大程度上造成PWM调光的应用受到限制。
图3示出根据本实用新型实施例的LED驱动电路的电路框图。该LED驱动电路为BUCK型拓扑，用于将输入端的直流输入电压Vin降压变换为输出端的直流输出电压Vout。
如图3所示，LED驱动电路200包括主电路210和控制器220。主电路210包括开关管M1、二极管D1、电感L1、采样电阻Rs、输出电容C1。在图3中的负载电阻Rl表示LED驱动电路200的负载，例如，该负载为多个LED组成的灯串。
LED驱动电路200的主电路210与图1所示的根据现有技术的LED驱动电路100的主电路110相同，在此不再详述。
LED驱动电路200的控制电路220的反馈端和控制端分别接收电流采样信号Is和调光信号PWM，输出端提供驱动信号Vg。例如，控制电路220的反馈端连接至开关管M1和采样电阻Rs的中间节点，以获得电流采样信号Is。
进一步地，该控制电路220包括峰值电流补偿模块221。该峰值电流补偿模块221用于检测调光信号PWM的占空比大小，从而控制在不同占空比下的电感电流IL的峰值。在深度调光下进行电感电流峰值补偿。在该实施例中，深度调光例如指调光信号的PWM的占空比大于等于零，且小于等于20％，占空比越小，补偿量越大。由于在深度调光下补偿电感电流IL的峰，在相同占空比的情形下，开关管M1的开关次数增多。该开关次数的提高，可以有效改善在深度调光下调光状态，进一步提高调光深度，从而改善调光过程中LED亮度抖动现象。
图4示出图3的LED驱动电路的工作波形图。以下结合图3和4说明该实施例的LED驱动电路的工作原理。
控制电路220例如采用峰值电流控制方式工作，在不同的调光信号PWM的控制下，根据电流反馈信号Is维持流经开关管M1的电感电流峰值固定不变。
PWM调光的原理在于采用调光信号PWM的占空比控制每个调光周期中开关管M1的开关次数。调光信号PWM的每个调光周期包括例如高电平的有效期间和例如低电平的无效期间。在每个调光周期的有效期间，控制电路220提供按照开关周期变化的驱动信号Vg。在每个调光周期的无效期间，控制电路220提供的驱动信号Vg始终为无效。调光信号PWM的占空比D为每个调光周期的有效期间与调光周期的比值。
在驱动信号Vg有效时，开关管M1导通，电流依次流经负载电阻Rl、电感L1、开关管M1和采样电阻Rs。直流输入电压Vin对电感L1及输出电容C1进行充电，从而在电感L1中存储电能，以及对负载Rl供电。电感电流IL大致线性升高。电流采样信号Is用于表征电感电流IL。在电感电流IL达到预定的峰值时，驱动信号Vg转变为无效，开关管M1断开，电感L1经由二极管D1释放其中存储的电能，利用输出电容C1向负载电阻Rl供电，从而维持输出电压Vout和/或输出电流Iout。
在该控制方法中，调光信号PWM的每个调光周期包括驱动信号Vg的多个开关周期。通过改变调光信号PWM的占空比，每个调光周期中的开关周期的数量(即，开关管M1的开关次数)相应地发生变化，从而调节直流输出电流，实现期望的亮度。
直流输出电流Iout的计算公式为：
如果Dcomp≤D≤1
如果0≤D<Dcomp (公式2)
其中，Vref表示峰值电流基准信号，Dcomp表示期望占空比，D表示调光信号PWM的占空比，Rs表示采样电阻，K表示常数。
根据公式(2)，在调光信号PWM的占空比D大于等于期望占空比Dcomp时，LED驱动电路200的控制器220内部的峰值电流基准信号Vref固定，采用调光信号PWM的占空比控制每个调光周期中开关管M1的开关次数，就可以实现对直流输出电流Iout的控制，并且，该直流输出电流Iout与调光信号PWM的占空比呈线性变化。
在调光信号PWM的占空比D小于期望占空比Dcomp时，LED驱动电路200的控制器220内部的峰值电流基准信号减去补偿信号，从而获得差信号：Vref’＝Vref-K*(Dcomp-D)。随着调光深度越来越大，调光信号PWM的占空比D减小。该差信号Vref’随着占空比D的减小而减小，因此，峰值电流基准信号与调光信号的占空比D成正比。在调光信号PWM的每个调光周期中，开关管M1的开关周期减小且开关次数相应地增加。该直流输出电流Iout与调光信号PWM的占空比呈非线性变化。
图5示出不同调光模式下的调光曲线，其中分别示出在PWM调光下根据本实用新型实施例的LED驱动电路采用电感电流峰值补偿的调光曲线，以及根据现有技术的LED驱动电路未采用电感电流峰值补偿的调光曲线。从图5中可以看到，补偿之后的直流输出电流Iout的变化不再随着占空比呈现线性变化。
采用本实用新型实施例的LED驱动电路，通过控制不同占空比下的电感电流峰值，进而控制输出电流大小，从而实现调光控制。在相同的占空比下，直流输出电流变小。因此，该LED驱动电路的调光深度可以调至更深。该LED驱动电路允许的调光范围可以在0％至100％之间变化。进一步地，由于在深度调光时，调光信号PWM的每个调光周期可以包含驱动信号Vg的更多个开关周期，因此，在调光过程中LED的亮度变化稳定，从而克服了调光过程中的亮度抖动的问题。
图6示出根据本实用新型实施例的LED驱动电路中采用的峰值电流补偿模块一种实例的示意性电路图。在该实例中，峰值电流补偿模块2211包括晶体管Q1、二极管D11、电阻R11至R15。
如图6所示，电阻R11和晶体管Q1串联连接在供电端VCC和地之间。晶体管Q1的控制端连接电阻R12，经由该电阻R12接收调光信号PWM。电阻R11和晶体管Q1的中间节点产生调光信号PWM的反相信号。然后，该反相信号经由电阻R13和R14组成的分压网络进行分压，然后经由电容C11进行滤波，在电容C11的两端产生用于表征调光信号PWM的占空比的检测信号A。调光信号PWM的占空比越大，检测信号A的电压越低。
二极管D11和电阻R15串联连接在电容C11的高电位端和输出端B之间。随着调光信号PWM的占空比的减小，检测信号A的电压升高，直至超过二极管D11的正向导通电压，二极管D11导通，从而在输出端B，将所述检测信号A与所述二极管D11的导通电压的差值作为补偿信号Vcomp。通过选择分压网络中的电阻R13和R14的数值，使得补偿信号Vcomp＝K*(Dcomp-D)。
进一步地，LED驱动电路200的控制电路220将峰值电流基准信号Vref减去补偿信号，获得差信号Vref’＝Vref-K*(Dcomp-D)。在深度调光下，该差信号根据调光信号PWM的占空比而变化，以替代固定的峰值电流基准信号Vref。
在深度调光下，LED驱动电路200根据调光信号PWM的占空比补偿电感电流峰值，从而控制每个调光周期中开关管的开关次数，以改善调光效果。
图7示出根据本实用新型实施例的LED驱动电路中采用的峰值电流补偿模块另一种实例的示意性电路图。在该实例中，峰值电流补偿模块2212包括开关S1、恒流源I11、运算放大器A11、电流镜K11、晶体管M11、二极管D11、电阻R11至R15。
开关S11在调光信号PWM的反相信号的控制下闭合和断开。恒流源I11经由开关S1连接至电容C11，从而在开关S11闭合的情形下，对电容C11进行充电。电阻R11与电容C11并联连接，从而在开关S11断开的情形下，释放电容C11存贮的电荷。在电容C11的两端产生用于表征调光信号PWM的占空比的检测信号A。由于开关S11的控制信号是调光信号PWM的反相信号，因此，调光信号PWM的占空比越大，检测信号A的电压越低。
二极管D11和电阻R12串联连接在电容C11的高电位端和地之间。随着调光信号PWM的占空比的减小，检测信号A的电压升高，直至超过二极管D11的正向导通电压，二极管D11导通，从而在二极管D11和电阻R12的中间节点获得第一补偿信号B。所述第一补偿信号B是所述检测信号A与所述二极管D11的导通电压的差值。
在该实施例中，信号转换模块包括晶体管M11、电阻R13至R15、运算放大器A11和电流镜K11。信号转换模块采用运算放大器M11将第一补偿信号B转换成第一电流信号，采用电流镜K11将第一电流信号转换成第二电流信号，以及采用电阻R14将第二电流信号转换成第二补偿信号Vcomp。
在信号转换模块中，晶体管M11和电阻R13串联连接电流镜K11的输入端和地之间，电阻R14和R15串联连接在电流镜K11的输出端和地之间。运算放大器A11的同相输入端接收第一补偿信号B，反相输入端连接至晶体管M11和电阻R13的中间节点，输出端连接至晶体管M11的控制端。第一补偿信号B经由运算放大器A11和电流镜K11，从电压信号转换成电流信号。
在电流镜K11的输出端，电阻R14两端的电压降即第二补偿信号Vcomp。通过选择恒流源I11、电容C11和电阻R11、运算放大器A11、电流镜K11、电阻R13至R14的数值，使得补偿信号Vcomp＝K*(Dcomp-D)。
进一步地，LED驱动电路200的控制电路220将峰值电流基准信号Vref减去补偿信号，获得差信号Vref’＝Vref-K*(Dcomp-D)。在深度调光下，该差信号根据调光信号PWM的占空比而变化，以替代固定的峰值电流基准信号Vref。
在深度调光下，LED驱动电路200根据调光信号PWM的占空比补偿电感电流峰值，从而控制每个调光周期中开关管的开关次数，以改善调光效果。
优选地，该峰值电流补偿模块2212的大部分电路元件可以集成在单个芯片中，仅仅电阻R11和R15以及电容C11作为该芯片的外围元件。
在上述的实施例中，描述了LED驱动电路的主电路为BUCK拓扑的实施例。然而，本实用新型不限于此，而是可以应用于任何峰值电流控制模式下的拓扑结构，例如，BUCK拓扑结构、BOOST拓扑结构、BUCK-BOOST拓扑结构、反激式拓扑结构。
图8示出根据本实用新型实施例的用于LED驱动电路的控制方法的流程图。该方法例如用于图3所示的LED驱动电路200，用于产生开关管M1的驱动信号Vg。
在步骤S01中，获得用于表征流过所述开关管的电流的电流检测信号。
在步骤S02中，获得调光信号和峰值电流基准信号。
在步骤S03中，根据所述电流检测信号和峰值电流基准信号产生驱动信号，所述驱动信号包括多个开关周期且具有第一占空比，所述调光信号包括多个调光周期且具有第二占空比。
在该方法中，述调光信号的调光周期大于所述驱动信号的开关周期，以及，在每个调光周期中，在所述调光信号有效时提供所述驱动信号，在所述调光信号无效时停止提供所述驱动信号。
根据所述调光信号的第二占空比补偿所述峰值电流基准信号，从而抑制调光抖动。在深度调光下，所述调光信号的占空比小于等于期望占空比，期望占空比例如为20％。在深度调光下，所述峰值电流基准信号与所述调光信号的占空比成正比，随着调光信号的占空比减小，相应地减小所述峰值电流基准信号，从而相应地减小所述驱动信号的开关周期。
在该方法中，峰值电流基准信号为预定基准信号与所述补偿信号的差信号。
在一个实例中，补偿所述峰值电流基准信号的步骤包括：获得所述调光信号的反相信号；对所述反相信号分压和滤波，从而产生占空比检测信号；以及在所述占空比检测信号大于预定值时，将所述占空比检测信号与预定值的差值作为所述补偿信号。
在另一个实例中，补偿所述峰值电流基准信号的步骤包括：获得所述调光信号的反相信号；在所述反相信号的控制下对第一电容进行充电和放电，从而在所述第一电容的两端产生占空比检测信号；在所述占空比检测信号大于预定值时，将所述占空比检测信号与预定值的差值作为第一补偿信号；以及将第一补偿信号转换成第二补偿信号。
进一步地，将第一补偿信号转换成第二补偿信号的步骤包括：采用运算放大器将所述第一补偿信号转换成第一电流信号；采用电流镜将第一电流信号转换成第二电流信号；以及采用电阻将第二电流信号转换成第二补偿信号。上述的预定值为二极管的导通电压。
在步骤S04中，采用驱动信号控制所述开关管的导通和断开，以实现直流输入电压至直流输出电流的转换，
应当说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。
依照本实用新型的实施例如上文所述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该实用新型仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本说明书选取并具体描述这些实施例，是为了更好地解释本实用新型的原理和实际应用，从而使所属技术领域技术人员能很好地利用本实用新型以及在本实用新型基础上的修改使用。本实用新型仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。