具有增强的高频增益的电压采样驱动器的制作方法

本申请要求申请号为62/286,717，申请日为2016年1月25日，发明人为armintajalli，名称为“具有增强的高频增益功能的电压采样驱动器”的美国临时专利申请的优先权，并通过引用将其内容整体并入本文，以供所有目的之用。

以下参考文献通过引用，整体并入本文，以供所有目的之用：

公开号为2011/0268225，申请号为12/784,414，申请日为2010年5月20日，发明人为harmcronie和aminshokrollahi，名称为“正交差分向量信令”的美国专利申请，下称《cronie1》；

公开号为2011/0302478，申请号为12/982,777，申请日为2010年12月30日，发明人为harmcronie和aminshokrollahi，名称为“具有抗共模噪声和抗同步开关输出噪声能力的高引脚利用率以及高功率利用率的芯片间通信”的美国专利申请(下称《cronie2》)；

申请号为13/030,027，申请日为2011年2月17日，发明人为harmcronie、aminshokrollahi和armintajalli，名称为“利用稀疏信令码进行抗噪声干扰、高引脚利用率、低功耗通讯的方法和系统”的美国专利申请，下称《cronie3》；

申请号为13/463,742，申请日为2012年5月3日，发明人为harmcronie和aminshokrollahi，名称为“用于向量信令码的有限状态编码器和解码器”的美国专利申请，下称《cronie4》；

申请号为13/842，740，申请日为2013年3月15日，发明人为brianholden、aminshokrollahi和anantsingh，名称为“芯片间通信用向量信令码中偏斜耐受方法以及用于芯片间通信用向量信令码的高级检测器”的美国专利申请，下称《holden1》；

申请号为13/603,107，申请日为2012年9月9日，发明人为brianholden和aminshokrollahi，名称为“为高引脚利用率以及高功率利用率芯片间通信选择向量信令码并集的方法和系统”的美国专利申请(下称《holden2》)；

申请号为13/671,426，申请日为2012年11月7日，发明人为brianholden和aminshokrollahi，名称为“用于向量信令码的交叉开关解码器”的美国专利申请(下称《holden3》)。

申请号为61/839,360，申请日为2013年6月23日，发明人为aminshokrollahi，名称为“低接收器复杂度向量信令”的美国临时专利申请，下称《shokrollahi1》；

申请号为61/839,360，申请日为2013年6月23日，发明人为aminshokrollahi，名称为“低接收器复杂度向量信令”的美国临时专利申请，下称《shokrollahi2》；

申请号为61/946,574，申请日为2014年2月28日，发明人为aminshokrollahi，brianholden和richardsimpson，名称为“内嵌时钟的向量信令码”的美国临时专利申请，下称《shokrollahi3》；

申请号为13/895,206，申请日为2013年5月15日，发明人为rogerulrich和peterhunt，名称为“利用差和高效检测芯片间通信向量信令码的电路”的美国专利申请，下称《ulrich1》；

此外，本申请中还引用了以下现有技术参考文献：

behzadrazavi，“strongarm锁存器”，ieee固态电路杂志，2015年秋春刊，12～17页，doi10.1109/mssc2015.2418155，下称《razavi》；

“建立与保持总时间为18皮秒的双尾电流锁存器型电压灵敏放大器”，模拟技术与锁相环，2007年2月13日，314～315及605页，下称《schinkel》。

背景技术

在通信系统中，信息可从一个物理位置传输至另一物理位置。一般而言，希望此类信息的传输可靠，快速，且消耗最少的资源。串行通信链路为一种常见的信息传输媒介，该链路可基于将地面或其他常用基准作为比较对象的单个有线电路、将地面或其他常用基准作为比较对象的多个此类有线电路、或相互间作为比较对象的多个电路。后一情形的常见一例为差分信令(ds)。差分信令的工作原理在于，在一条线路中发送一个信号，并在配对线路中发送该信号的相反信号；信号信息由上述两线路间的差值，而非其相对于地面或其他固定基准值的绝对值表示。

相较于单端信令(ses)，差分信令可抵消串扰和其它共模噪声，从而增强原始信号在接收端的恢复能力。该技术的另一项优点在于，两个信号共同生成的同步开关噪声(ssn)瞬态值几乎为零。如此，当两个输出具有相同负载时，无论所发送的数据如何，其对电源的发送需求均保持不变。此外，在此情况下，由接收端的差分线路端接所产生的任何感应电流均相互抵消，从而使得接收系统内引入的感应噪声最小化。

与差分信令相比，有多种信令方法可在增加引脚利用率的同时，保持相同的有益特性。多种此类方法均同时运行于两条以上的线路之上，每条线路均使用二进制信号，但以分组比特的形式进行信息映射。

向量信令为一种信令方法。通过向量信令，多条线路中的多个信号在保持每个信号的独立性的同时可视为一个整体。该信号整体中的每个信号均被称为向量分量，而所述多条线路的数目被称为向量的“维数”。在某些实施方式中，与差分信令的成对线路一样，一条线路中的信号完全取决于另一线路中的信号。因此，在某些情况下，上述向量维数可指多条线路中信号的自由度的个数，而非所述多条线路的数量。

在二进制向量信令中，每一分量具有坐标值(或简称“坐标”)，该坐标值为两个可能取值当中之一。举例而言，可将8条单端信令线视为一个整体，其中，每个分量/线路的取值为信号周期两值中的一值。那么，该二进制向量信令的一个“码字”即对应所述整体分量/线路组的其中一个可能状态。对于一个给定的向量信令编码方案，有效可取码字的集合称为“向量信令码”或“向量信令向量集”。“二进制向量信令码”即为将信息比特映射至二进制向量的一种映射方法和/或一组规则。

在非二进制向量信令中，每个分量的取值为从由两个以上可能坐标值所组成的集合中选出的一个坐标值。“非二进制向量信令码”则指将信息比特映射至非二进制向量的一种映射方式和/或一组规则。

向量信令码的示例见《cronie1》、《cronie2》、《cronie3》及《cronie4》。

与传统信令方法相比，虽然非二进制向量信令方法可在引脚利用率、功率利用率以及抗噪声能力之间的权衡方面实现实质性的改善，但是仍然还能在某些应用做出其他改进。

技术实现要素：

本文描述了一种装置的方法和系统，该装置包括用于至少根据第一差分电流和第二差分电流生成输出差分电流的电压采样驱动器。该电压采样驱动器包括：用于接收一组输入信号的输入差分分支对，该输入差分分支对的每一分支均包括用于生成所述第一差分电流的一个或多个晶体管；以及用于在输入端接收偏移电压控制信号的偏移电压分支对，该偏移电压分支对的每一分支均包括用于生成所述第二差分电流的一个或多个晶体管。所述装置还包括：连接至所述电压采样驱动器的放大级，该放大级用于根据所述输出差分电流生成差分输出电压；以及用于将所述一组输入信号经高通滤波处理后注入所述偏移电压分支对的输入端以补充所述第二差分电流的高频分量的高通滤波器。

在某些实施方式中，所述电压采样驱动器还包括相应的尾电流源，用于周期性地启动所述输入差分分支对和偏移电压分支对。在某些实施方式中，根据输入时钟信号周期性地启动相应的该尾电流源。在某些实施方式中，该相应的尾电流源的电流大小可独立调节。

在某些实施方式中，所述放大级包括一对负载电阻器，该对负载电阻器用于根据所提取的差分电流生成差分输出电压。

在某些实施方式中，所述放大级包括有源器件。在某些实施方式中，该有源器件为mos器件。在某些实施方式中，周期性地启动该mos器件，以实现离散时域积分器。

在某些实施方式中，所述一组输入信号对应于正交差分向量信令码(odvs)的码字符号。在某些实施方式中，所述一组输入信号对应于相位调制(pm)码的码字符号。

在某些实施方式中，所述输入差分分支对的第一分支包括至少两个并联的晶体管。在某些实施方式中，所述偏移电压分支对的第一分支包括与所述输入差分分支对的第一分支内的多个晶体管相同的多个晶体管。

在某些实施方式中，所述输入差分分支对的每个分支及所述偏移校正分支对的每个分支均包括单个晶体管。在某些实施方式中，所述输入差分分支对和所述偏移电压分支对中的每个晶体管均具有与晶体管特性相关联的权重值。在某些实施方式中，每一权重值均由正交矩阵的行的相应值决定。

在某些实施方式中，所述输入差分分支对包括连接在公共节点上的频率选择性阻抗，该公共节点连接所述输入差分分支对内的一对分支。在某些实施方式中，所述频率选择性阻抗包括电阻-电容网络。

在某些实施方式中，所述装置还包括用于将所述一组输入信号提供为差分输入信号的多输入比较器(mic)。在某些实施方式中，所述差分输入信号表示码字的多个符号的一种组合。

在某些实施方式中，所述放大级包括用于根据所述差分电流，生成差分输出电压的积分器电路。在某些实施方式中，所述积分器为具有周期性启动负载器件的离散时间积分器。在某些实施方式中，所述差分输出电压的单条线路表示单端输出。在某些实施方式中，所述放大器为电压模式放大器。

在某些实施方式中，所述装置还包括用于通过分割所述差分输出电压以生成单端输出的比较器。

在某些实施方式中，所述偏移电压控制信号用户消除所述电压采样驱动器和/或所述放大级的部件所引入的偏移误差。在某些实施方式中，所述电压采样驱动器包括nmos晶体管。在某些实施方式中，所述电压采样驱动器包括pmos晶体管。

在某些实施方式中，所述偏移电压控制信号表示任意参考电压。

在某些实施方式中，所述放大级包括用于根据所述输出差分电流生成所述差分输出电压的一对负载电阻器。在某些实施方式中，所述放大级还包括一对电容器，其中每一电容器均连接于相应负载电阻器的一个端与地之间。在某些实施方式中，所述一对负载电阻器可以调节的。在某些实施方式中，所述放大级还包括可调的尾电流源。

在某些实施方式中，所述可调的尾电流源的电流大小与所述一对负载电阻器当中一者的阻抗大小的乘积为恒定值，而且所述一对负载电阻器和所述一对可调的尾电流源具有用于调节带宽的带宽控制输入。在替代实施方式中，所述可调尾电流源的电流大小与所述负载电阻器当中一者的阻抗大小的乘积为非恒定值，而且所述一对负载电阻器和所述尾电流源具有用于调节功耗的功率控制输入。

在某些实施方式中，每个可调负载电阻器均包括形成并联网络的多个电阻器，该多个电阻器当中的每个电阻器具有连接于所述电阻器与所述并联网络公共节点之间的相应开关，每一开关均根据相应控制信号将所述电阻器接入所述并联网络，或将其与该并联网络断开连接。

本《发明内容》部分为以下《具体实施方式》部分中详细描述的一系列概念的简述。本《发明内容》部分并不旨在于给出所要求保护的技术方案的关键或主要特征，也不旨在用于辅助确定所要求保护的技术方案的范围。对于本领域技术人员而言，通过参阅《具体实施方式》部分以及所附各图，本发明实施方式的其他目的和/或优点将变得容易理解。

附图说明

以下，参考附图，对符合本发明的各种实施方式进行描述。在本发明及附图中，相同数字表示相同部件和构件。

图1所示为根据某些实施方式的通信系统。

图2a和图2b为根据某些实施方式的多输入比较器(mic)的示意图。

图3a和图3b所示分别为根据某些实施方式的带和不带均衡功能的多输入比较器，该多输入比较器具有式4矩阵的第3行所定义的输入权重值。

图4为根据某些实施方式的透翅接收器的框图。

图5为根据某些实施方式的具有可调带宽且连接至电压采样驱动器和放大级的多输入比较器的框图。

图6为根据某些实施方式的连接至电压采样驱动器和放大级的另一多输入比较器的框图。

图7为根据某些实施方式的所述电压采样驱动器的示意图。

图8为根据某些实施方式的多输入电压采样驱动器的示意图。

图9为根据某些实施方式的方法流程图。

图10所示为根据某些实施方式的多输入比较器/偏移校正组合电路的第一种结构。

图11所示为根据某些实施方式的多输入比较器/偏移校正组合电路的第二种结构。

图12所示为根据某些实施方式的多输入比较器/偏移校正组合电路的第三种结构。

图13所示为根据某些实施方式的具有可调带宽的放大器。

图14所示为根据某些实施方式的可调阻抗。

图15所示为根据某些实施方式的连接至双尾电流锁存器的电压采样驱动器。

图16所示为根据某些实施方式的连接至strongarm锁存器的电压采样驱动器。

图17为根据某些实施方式的示意图。

图18～图20所示为带和不带高频注入功能的系统分别针对12mm、24mm及70mm信道的模拟结果。

具体实施方式

图1所示为根据某些实施方式采用向量信令码的通信系统。输入至发射器110的源数据(即图中所示的s0，s1，s2，s3，s4)以源数据字100的形式进入编码器112。该源数据字的大小可随所述向量信令码的参数变化。编码器112生成该向量信令码的码字，而所述系统正是针对该向量信令码设计的系统。运行过程中，由编码器112所生成的上述码字用于控制驱动器118内的pmos和nmos晶体管，从而在通信信道120的n条通信线路125当中的各线路中生成两个、三个或更多个不同的电压或电流，以代表所述码字的n个符号。在图1实施方式中，所述源数据字的大小示为5个比特，而且所述码字大小为6个符号。因此，通信信道110示为由6条信号线路125组成，每条信号线路传输一个码字符号。熟悉编码领域的人员还可将此代码描述为：字块长度为6(即生成六个符号的输出字)以及代码大小为32(即具有32个不同码字，足以编码5个二进制比特的数据)。

在通信接收器130内，检测器132读取线路125中的电压或电流，此过程有可能涉及放大、频率补偿和共模信号消除。在本例中，接收结果140(即图中所示r0，r1，r2，r3，r4)直接由检测器132提供，无需使用可选的解码器138。

容易理解的是，不同代码可相应具有不同的字块大小及码字大小。为了描述方便，但不构成任何限制，图1例中所示为采用正交差分向量信令码的系统，该代码可以编码出用于在6条线路上发送的5个二进制比特值，即所谓的5b6w码。

根据所采用向量信令码的种类，可以不设解码器，或不设编码器，或者既不设解码器也不设编码器。举例而言，对于《cronie2》中所公开的8b8w码，既设置编码器112，也同时设置解码器138。另一方面，对于本例中的5b6w码，由于所述系统可由检测器132直接生成接收结果140，因此无需明确设置解码器。

为了保证通信系统的正常运行，必须使通信发射器110和通信接收器130的操作完全同步化。在某些实施方式中，该同步化由发射器和接收器共享的外部时钟实现。在其他实施方式中，与众所周知的串行通信用双相编码或本文所述的其他方法相同，该时钟功能可与上述数据信道当中的一条或多条相结合。

高级向量信令检测器

《cronie1》，《cronie2》及《holden2》中描述了对经向量信令链路发送的符号进行检测的方法。本发明将对其他检测方法进行描述。

如《holden1》中所述，在芯片间通信采用相位调制(pm)编码的情形中，采用一种称为最大似然解码的检测机制。《holden2》中所述的解码器通过以比较器对两条通信线路上的信号值进行比较的方式，生成表示该解码器内的整理或排序操作的结果。

如下符号函数(sign(x))可简明扼要地表示此类比较器的上述操作：当x>0时，sign(x)＝+1；当x<0时，sign(x)＝-1；当x＝0时，sign(x)不确定，也就是说，当进入比较器的两值相等或近乎相等时，则该比较器的输出值可以为+1或-1，而且事先无法知道具体输出哪一值。下文中，将此类比较器称为“简单比较器”。

对于某些应用，上述简单比较器可能不足以检测出向量信令码的码字。举例而言，当将由向量(1，0，0，-1)的各排列形式组成的相位调制码与由向量(1，1，-1，-1)的各排列形式组成的相位调制码并码时，该并码本身含18个码字，而且形成该并码的每个相位调制码最多含12个码字。与此相对，一个四比特数据值需要16个独一无二的码字才能被表示。因此，虽然单独使用一个相位调制码时，无法在4条线路上传输4个比特，但是通过两个相位调制码的并码，可以在4条线路上实现高引脚利用率的传输。此外，该传输的实现还需要高效的电路对各码字进行检测。不难看出，即使在各线路对之间设置整套的6个简单比较器，也不足以实现码字的检测。这是因为，这些比较器所实施的比较操作无法指明所接收的码字含于组成所述并码的两个相位调制码当中的哪一个之内。

当需要对n条通信线路上的传输值进行排序时，所需要的简单比较器数等于n*(n-1)/2，即排序之前的在1，2，……，n这一范围内的整数形成的所有整数对的数目。在某些情形下，这一数目可能过于庞大。举例而言，当n等于10时，所需的简单比较器数目为45个，对于给定用途而言，如此大的所需比较器数目可能难以实现。

由于这些原因，迫切需要设计一种比上述要求使用数目庞大至令人无法接受的简单比较器的电路效率更高，且能够检测出通过其他方式无法检测的码字的电路。下文中，将对此类电路进行描述，该电路使用一种称为多输入比较器的元件。

系数(也称输入加权系数)为a0，a1，……，am-1的多输入比较器为一种针对输入向量(x0，x1，……，xm-1)，输出下式1结果的电路：

sign(a0*x0+...+am-1*xm-1)(式1)

式1中符号函数的定义如上所述。按照这种方式，简单比较器可视为一种输入数目为2且系数为1和-1的多输入比较器，即多输入比较器的一种特殊情况。

根据至少一种实施方式，多输入比较器的各系数均为整数。图2a所示为此类实施方式中多输入比较器的一种电路实现形式，其中，输入值x0～x4的系数分别为2，4，-1，-2，-3。在该例中，由12个完全相同的输入晶体管201组成共享电流源202的扩展差分输入级，其下游为差分比较级205。由于所有晶体管201均相同，因此将输入x0和x1对正求和节点203的贡献以及输入x2，x3和x4对负求和节点204的贡献以与由每一该输入所控制的输入晶体管数目成正比的方式被加权。如图所示，求和节点203和204上的电阻器206为无源上拉电阻器。在某些实施方式中，其功能含于差分比较器205的功能内。假如差分比较器205的增益高至足以获得数字结果，则其输出即表示对正求和节点203与负求和节点204之间的差值所做的符号函数运算结果。因此，图2a电路即为式1的一种具体实现形式，其中，系数为正的输入施加至与正求和节点203相关联的晶体管201上，系数为负的输入施加至与负求和节点204相关联的晶体管201上，而且各系数值由用于各输入的相同输入晶体管201的数目表示。

图2b所示为采用简化形式表示的具有相同系数的另一多输入比较器，其中，对于每一输入，均将代表该输入的晶体管的个数以数值形式标注于相应晶体管附近。根据至少一种实施方式，针对同一输入的所述多个并联晶体管还可实施为与该多个并联晶体管具有同等比例的信道宽度、传输电流或者其他功能特性的单个晶体管。在另一种实施方式中，以动态方式生成等效结果，其中，各输入将各电容器上的电荷量控制为与输入权重值成比例，该电荷随后注入求和节点。

所有系数之和为零的多输入比较器称为抗共模多输入比较器。不难看出，当将抗共模多输入比较器的各输入值同时增大相同的量时，其输出不会发生任何变化。

与简单比较器相比较，多输入比较器受热噪声的影响更大。当多输入比较器的各输入分别因加性高斯白噪声(该噪声的均值为0，方差为σ²)而发生变化时，则该加性高斯白噪声对所述比较器输出的干扰程度的均值为0，方差为：

对于给定输入(x0，x1，x2，……，xm-1)和(y0，y1，y2，……，yt-1)，如果

这一值不等于0，则该多输入比较器的误差概率为qσ(a)，其中，qσ(x)为均值0和方差σ²的正态随机变量值大于等于x的概率。在下文中，我们将α称为该多输入比较器相对于其输入的“敏感度”。需要注意的是，该敏感度定义为不等于0，也就是说，如果多输入比较器的输入使得式3所示的α值为零，则所述比较器相对于该特定输入的敏感度为“非确定值”。

当以下条件成立时，则认为一组多输入比较器s可对向量信令码c进行“检测”：对于任何两个码字c和d，该一组多输入比较器s内总有一个多输入比较器使其相对于c和d的敏感度值均不为非确定值且互不相等。这表示，当将所述码字用作所述一组多输入比较器s的输入时，该组内的所有多输入比较器的各输出可独一无二地确定所述向量信令码的各码字。如果所述一组多输入比较器s可对向量信令码c进行检测，则将该组多输入比较器s相对于c的“最小敏感度”定义为其内各比较器当中的任一比较器对于向量信令码c各码字当中的任何码字的最小敏感度(只要该敏感度不为非确定值)。该最小敏感度概念表示在确保给定检测误差概率的前提下各码字可具有的最大热噪声量。以下，将给出这一概念的若干实例。

在某些实施方式中，可不使用简单双输入比较器对所述多输入比较器的输出进行分割，而是可采用差分输出电压。图3a和图3b分别为根据此类实施方式的具有和不具有均衡功能的多输入比较器示意图。图3a所示为具有均衡功能的多输入比较器包括连接所有晶体管源极的频率选择性阻抗。在如图所示的某些实施方式中，所述频率选择性阻抗包括可调电阻器和可调电容器。在某些实施方式中，可利用该频率选择性阻抗对所述多输入比较器的带宽进行调节。图3a和图3b所示多输入比较器的权重值对应于下式4所示矩阵的第3行。

使用多输入比较器的接收器

在数学层面上，可利用矩阵表示法简洁地描述上述包含代码接收器的一组多输入比较器，其中，矩阵的各列对应于输入向量(x0，x1，……，xm-1)的各相继元素，即承载向量信令码的所述多条信号导线输入或信号线路输入；矩阵的每一行对应于定义了一个特定多输入比较器及其输出值的向量。在该表示方法中，矩阵元素的值对应于由相应行的多输入比较器施加于相应列的输入值上的权重值向量或一组比例系数。

式4的矩阵表示此类包含代码接收器的一组多输入比较器。

在该实施方式中，由6个矩阵列所代表的6条输入线路由矩阵的第2～6行所代表的5个多输入比较器处理。为了后文中所述目的，矩阵的第一行全部由值“1”组成，从而生成6×6的方阵。本文中，由式4所描述的矩阵被称为透翅(glasswing)接收器矩阵。

在本文中，当矩阵m符合m^tm＝d时(如式4的矩阵)，称为“正交”矩阵。也就是说，当一个矩阵与其转置矩阵的积为仅对角线上具有非零值的对角矩阵时，该矩阵即为正交矩阵。这一定义弱于常用定义，这是因为常用定义要求上述相乘结果为单位矩阵，即对角线上的所有值均等于1。虽然也可通过归一化使得矩阵m符合较强的常用正交性要求，但正如下文所述，在实际应用中，这种做法既无必要，也无益处。

在功能层面上，正交性的要求为：每一代表多输入比较器的权重向量行与所有其他行正交，而且每一代表多输入比较器的行的和为零(这是因为其与元素值全为1的共模码字正交)。这表示各比较器的各输出也相互正交(并因此相互独立)，并因而表示不同的通信模式，这些模式在本文中称为向量信令码通信系统的“子信道”。

基于以上模式解释，上述矩阵的首行可视为代表传输介质中的共模通信信道。由于实际系统中希望接收器具有共模抑制作用，因此上述第一行的值均设为“1”，以使得每条线路的输出值对此矩阵行的共模贡献最大化。由于所有矩阵行定义为相互正交，因此其他矩阵行(即接收器输出)可均不受共模信号的影响。具有此共模抑制作用的实施方式无需采用对应于其描述矩阵的第一行的物理比较器。

为了避免混淆，需要注意的是，在正交差分向量信令系统内，包括表示子信道内所载信号的状态转换在内的所有数据通信均为实施于整个信道内的码字通信。如本文、《holden1》及《ulrich1》所述，在实施方式中，可将输入值与码字的特定映射关系相关联，并将这些映射关系与特定检测器结果相关联，但是不应将此类关联关系与物理通信介质本身的分区方式、细分方式或子信道相混淆。同样，正交差分向量信令子信道的概念并不因例示实施方式而局限于特定的正交差分向量信令码、发射器实施方式或接收器实施方式。此外，用于保持内部状态的编码器和/或解码器也可作为某些实施方式的部件。子信道既可由各单独信号表示，也可由多个信号所传达的状态来表示。

生成与接收器矩阵相对应的正交差分向量信令码

如《cronie1》和《cronie2》中所述，正交差分向量信令码可利用生成器矩阵通过将(0，a1，a2，……，an)形式的输入调制向量与矩阵m相乘而构建。在最简单的情况下，此向量的每个ai均为表示1个比特的被传输信息的单值的正数或负数，如±1。

通过将矩阵m理解为描述系统的各种通信模，不难看出，在将该矩阵与此类输入向量相乘的过程中，与共模传输对应的第零模不受任何影响，但是其他各模均受到所述向量的ai的扰动。对于熟悉本领域的技术人员而言容易理解的是，在大多数实施方式中，共模传输中消耗的能量是一种不必要的浪费。然而，在本发明的至少一种实施方式中，共模项的非零振幅用于在整个通信信道内提供非零偏置或基线值。

还可以看出的是，利用此方法所生成的代码的各个码字表示各正交通信模的线性组合。在不施加额外约束的情况下(例如为了实施方便之目的)，该方法实现了可在n条线路上以n-1个不同子信道通信的系统，该系统通常实施为n-1比特/n线系统。用于表示各编码值的一组独立码字值称为相应代码的符集，而且该符集内的独立码字值的数目称为符集大小。

作为另一例，表1所示为通过上述方法自式4的矩阵生成的代码。

不难看出，此码的符集由+1，+1/3，-1/3，-1各值组成，因此该码为四元码(即符集大小为四)。下文中将此码称为5b6w码或“透翅”码，并将式4所示的相应接收矩阵称为“透翅接收器”。

图4所示为式4的矩阵所定义的透翅接收器的一种实施方式，其中，w0～w5表示6条输入线路，s0～s4表示5个子信道输出。在本文采用的附图绘制规则中，多输入比较器410～450的每一输入由权重值标注，该权重值均由定义了各多输入比较器的式4的各矩阵的行定义并且表示该输入对最终结果输出的相对贡献度。因此，比较器410和430均可视为具有权重大小相等且符号相反的一正一负两个输入的传统双输入差分比较器；比较器420和440均具有两个正输入及一个负输入，每个正输入对总正值的贡献均为该总正值的一半，而所有负值均由所述负输入贡献；比较器450具有三个正输入和三个负输入，每个正输入对总正值的贡献均为该总正值的三分之一，而且每个负输入对总负值的贡献也均为该总负值的三分之一。此外，虽然所述5个子信道输出s0～s4图示为单条线路，但是应该注意的是，在许多实施方式中，每一子信道输出也可均为差分输出。

图5为采用与电压采样驱动器和放大级(也称采样器/均衡器)530相连的根据某些实施方式的带宽可调的多输入比较器520的实施方式框图。这一设计具有多项优点。首先，传统上，通过调节连续时间线性均衡器(ctle)的直流增益以实现所需的均衡度。在图5所示装置中，即使在信道特性良好的情况下，ctle的功耗仍保持不变。所述采样器/均衡器电路提供了一定程度的自由度，从而使得所述装置可在信道特性良好的情况下消耗更少的功率。在某些实施方式中，可根据信道损耗，对均衡度和功耗进行校准。这一点对于传统架构而言，极具挑战性。在传统架构中，可能需要根据特定的信道响应进行切换，以将额外的ctle级纳入或排除，这一操作难度极大。通过采用独立的带宽可调多输入比较器520，本文所述架构可直接提供可调节的功耗和均衡度。在根据某些实施方式的架构中，采用带宽可调多输入比较器520，其下游设置上述均衡器/采样器530。在某些实施方式中，对ctle或多输入比较器的带宽进行调节包括对频率选择性阻抗和尾电流源的大小进行调节。在某些实施方式中，对上述均衡度进行校准包括对所述多输入比较器的带宽进行调节，其中，不涉及所述均衡器/采样器级。当所需的均衡度较小时，可减小带宽(并因而减小偏置电流)，从而降低功耗。此外，在多输入比较器带宽的减小后，该路径(多输入比较器-均衡器/采样器)的有效峰值也相应减小，从而实现可调节的均衡度。

图13为具有可调带宽的放大器示意图。如图所示，该放大器包括可调负载阻抗1310(rl)、负载电容器cl以及可调电流源iss。对于本领域技术人员容易理解的是，图13所示放大器的带宽由下式5给出：

在对图13所示放大器的带宽进行调节时，可使rl·iss保持不变，并通过使rl和iss发生反向变化(即增大rl时，减小iss；反之亦然)的方式，实现带宽调节。如此，可在带宽调节过程中，保持增益恒定不变。在此类实施方式中，还可实现功耗调节。通过在降低iss的同时增大rl，可在牺牲一定带宽的代价下实现低功耗放大器。图14为一种可能的可调节rl的例示示意图。如图所示，图14包括多个并联电阻器r1，r2，r3，……，rn，而且每个电阻器均与pmosfet串联。在某些实施方式中，每一电阻器的阻值可相等，然而这不应视为对本发明的限制。在图14中，每个pmos的栅极均接收可将相应电阻器连接至公共节点vdd的相应栅极输入。对于本领域技术人员容易理解的是，当增大并联阻值时，将使得电路的总电阻降低。在增大阻值时，相应控制信号可设置(例如，通过寄存器)为使得一个或多个电阻器与公共节点vdd断开。在某些实施方式中，各控制信号的给定组合的电阻值可以为已知阻值，而且可根据所需的负载电阻并利用固件或查找表(lut)向各pmos器件提供控制信号。在某些实施方式(恒定功率实施方式)中，可采用相同的控制信号对可调电流源进行反向控制。应该注意的是，上述差分放大器结构不对本发明构成任何限制，而且此类结构还可与多输入比较器(如图3a和图3b所示的多输入比较器，或者图5所示的具有可调带宽的多输入比较器520)合用。此外，在替代实施方式中，可调负载阻抗1310并不一定具有图14所示的结构，而是可包括电位计或本领域技术人员已知的任何其他可调阻抗元件。在其他替代实施方式中，负载电容器cl可调节为在保持功耗恒定不变的同时，提供额外的带宽调节功能。应该注意的是，虽然在图13中，所述具有可调带宽的放大器为差分放大器，但是在某些实施方式中，还可将相同原理运用于多输入比较器(如图3a和图3b所示的多输入比较器)以形成带宽可调多输入比较器520。

图6所示框图包括采样器620，该采样器包括放大级630和电压采样驱动器640。如图所示，多输入比较器420接收一组输入信号w0～w2。多输入比较器420向电压采样驱动器640提供差分电压+/-vin。在某些实施方式中，所述电压采样驱动器还通过接收时钟信号而实现其周期性启动。在某些实施方式中，电压采样驱动器640用于通过放大级630，提取差分电流。在某些实施方式中，放大级630包括带正反馈的积分器。在某些实施方式中，放大级630可包括如图15所示的双尾电流锁存器。在某些实施方式中，放大级630可包括如图16所示的strongarm锁存器。如《razavi》中所述的，该strongarm锁存器的操作分为三个阶段。在第一阶段内，所述时钟信号(clk)为低电平，节点outn，outp的电容cl以及m1和m2的电容充电至vdd。在第二阶段，clk变为高电平，电流开始流经晶体管m1和m2，即m1和m2开始电容放电。流经各晶体管的电流与输入inn和inp成正比，因此m1和m2的电容放电速度也与此两输入成正比。在第三阶段内，随着m1和m2的电容放电，交叉耦合的晶体管m3和m4导通，节点outn和outp的cl开始以流经m3和m4的电流放电。由于上述cl当中的一者放电更快，因此使得pmos晶体管m7和m5导通(当outp放电更快时)，或者使得pmos晶体管m6和m8放电(当outn放电更快时)，从而将相应节点重新充电至vdd。这进一步使得分别流经相应交叉耦合nmos晶体管m4/m3的放电电流速率增大。在此作用下，产生了向相反方向驱动outn和outp的级联锁存效应，而且该过程的发生速度与输入inn和inp成正比。因此，对于本文中向输入inn和inp中注入高通滤波成分的实施方式而言，上述过程的发生速度更快。图16还包括偏移校正差分对645，该偏移校正差分对具有与输入差分对并联的高频注入。图15所示为一种类似的结构。在某些实施方式中，电压采样驱动器640用于通过经所述积分器提取差分电流的方式提供差分输出电压+/-vout。在某些实施方式中，放大级630包括用于提供所述差分输出电压的负载电阻器。

图7所示为根据某些实施方式的一种装置。如图所示，该装置包括电压采样驱动器640，该电压采样驱动器用于至少根据第一差分电流和第二差分电流生成输出差分电流，该电压采样驱动器包括输入差分分支对，该输入差分分支对用于接收一组输入信号+/-vin，而且该差分分支对的每一分支均包括用于生成所述第一差分电流的一个或多个晶体管。电压采样驱动器640还包括偏移电压分支对，该偏移电压分支对用于接收偏移电压控制信号+/-voc，而且该偏移差分分支对的每一分支均包括用于生成所述第二差分电流的一个或多个晶体管。图7所示的装置还包括连接至电压采样驱动器640的放大级630，该放大级630用于根据通过周期性启动所述输入差分分支对和偏移差分分支对而提取的输出差分电流，生成差分输出电压+/-vout。该装置还包括高通滤波器，该高通滤波器用于通过经所述偏移差分分支对注入高通滤波后的所述一组输入信号的方式，补充所述第二差分电流的高频分量。在某些实施方式中，通过相应的尾电流源(图示为晶体管)，实现所述输入差分分支对和偏移差分分支对的周期性启动。在某些实施方式中，通过输入时钟信号ck启动所述各尾电流源。在某些实施方式中，经相应尾电流源提取的电流大小可独立调节(通过对晶体管特性等进行调节而实现)，以实现对所述采样器频率峰值特性的调节。通过采用所述偏移差分分支对，可例如与《razavi》中用于在锁存器内提供偏移校正的电容性微调功能相比，更容易实现输入偏移补偿。通过以所述偏移差分分支对提供额外高频增益，进一步地增大了上述实施方式相对于另一实施方式的优势。此外，可对输入差分对与所述偏移校正对之间的电流比进行调节，从而实现在保持高频增益不变的同时，改变所述直流增益。

在某些实施方式中，如图8所示，所述偏移差分分支对可设置于多输入比较器内。在一种实施方式中，由该多输入比较器内的输入差分分支对所接收的所述一组输入信号对应于向量信令码码字的各符号。如图所示，所述输入差分分支对的第一分支接收线路w0和w1上的符号，而该输入差分分支对的第二分支接收线路w2上的符号。在某些实施方式中，如图所示，所述偏移差分分支对含有与所述输入差分分支对相同的晶体管结构。在某些实施方式中，所述输入差分分支对和偏移差分分支对均包括一对晶体管。在某些实施方式中，所述输入差分分支对和偏移差分分支对均包括一个或多个晶体管。在某些实施方式中，所述输入差分分支对和偏移差分分支对中的每个输入信号均具有施加于其上的权重值(如图2a和图2b所示)。在某些实施方式中，所述权重值是根据正交矩阵的某一行选择的(例如，在图8中，该权重值对应于式4的第3行)。在某些实施方式中，给定输入信号的权重值由接收相同输入信号的若干相同晶体管决定(例如，图8中等于2的权重值表示两个相同的晶体管，每个晶体管均接收w2，作为其输入)。在某些实施方式中，施加于给定输入信号的权重值由具有与其相关联的输入加权系数的单个晶体管决定。在某些实施方式中，所述输入加权系数由晶体管特性决定。

图9所示为根据某些实施方式的一种方法900。如图所示，方法900包括：在步骤902中，由输入差分分支对接收一组输入信号；以及在步骤904中，相应生成第一差分电流。在步骤906中，偏移电压分支对接收输入端的偏移电压控制信号，并在步骤908中相应生成第二差分电流。在步骤910中，高通滤波器通过在所述偏移电压分支对的输入端注入高通滤波后的所述一组输入信号，补充所述第二差分电流的高频分量。在步骤912中，连接至所述输入差分分支对和所述偏移电压分支对的放大级根据所述第一和第二差分电流，生成输出差分电流。应该注意的是，图9中的各步骤并不具有任何顺序，而且某些步骤可同时进行。举例而言，可通过在由所述输入差分分支对接收所述一组输入信号的同时，在所述偏移电压分支对的输入端接收所述偏移电压控制信号以及高频形式的所述输入信号的方式，同时生成所述第一和第二电流。之后，通过将所述第一和第二差分电流有效相互叠加，形成所述输出差分电流。

在某些实施方式中，生成所述第一和第二差分电流包括：启动所述输入差分分支对和偏移差分分支对的对应尾电流源。在某些实施方式中，所述方法还包括：通过输入时钟信号，周期性地启动所述相应尾电流源。

在某些实施方式中，所述方法还包括：通过经一对负载电阻器提取所述输出差分电流以生成差分输出电压。在某些实施方式中，每一负载电阻器具有连接于该负载电阻器的一个端与地之间的相应电容器。在某些实施方式中，所述负载电阻器可调节。在某些实施方式中，所述放大级还包括可调尾电流源。

在某些实施方式中，所述可调尾电流源的电流大小与所述负载电阻器当中一者的阻抗大小的乘积为恒定值，其中，所述方法还包括通过调节所述一对负载电阻器和所述可调电流源，实现带宽调节。或者，所述可调尾电流源的电流大小与所述负载电阻器当中一者的阻抗大小的乘积不为恒定值，其中，所述方法还包括通过调节所述一对负载电阻器和所述电流源以实现功耗调节。

在某些实施方式中，每个可调负载电阻器均包括并联网络内的多个电阻器，而且所述方法还包括，根据接收相应控制信号的相应开关，可选性地启动所述多个电阻器当中的各电阻器。

图10所示为多输入比较器/偏移电压校正组合的例示结构(类似于图8)。如图所示，图10包括多输入比较器/输入级以及偏移电压级。所述多输入比较器/输入级包括晶体管(为简单起见，图示为带有输入加权系数；但是，这并不构成限制)，负载阻抗以及带时钟(ck)输入的电流源。图10还包括与图7右侧的偏移电压级类似的偏移电压级，但是进入该偏移电压级的输入数目大于两个。图10所示的偏移电压级采用右侧含具有2倍输入加权因子/系数的单个晶体管的所述多输入比较器/输入级中所示的类似有利特征。在某些实施方式中，通过调节所述晶体管的物理特性(如信道宽度)，实现所述晶体管的输入加权系数。在替代实施方式中，利用若干相同的晶体管，实现所述输入加权系数，这些晶体管相互并联，而且每一晶体管并行接收相同的输入。

图11所示为与图10实施方式类似的实施方式，但其中，所述偏移电压级的左侧共享具有2倍输入加权系数的晶体管，而且该晶体管接收信号w0和w1的高频成分。在某些实施方式中，可根据器件匹配性能(如寄生输入电容和物理电容)等的设计参数，对图10和图11所示实施方式进行选择。

图12所示为图10和图11所示实施方式的组合，该组合可实现减少晶体管数目的优点。虽然图10、图11和图12实施方式中的多输入比较器图示为无任何均衡或可调带宽功能，但应该注意的是，图3a所示的均衡技术以及图13和图14所示的带宽调节技术可用于图10、图11和图12所示的任何实施方式中。

图17为根据某些实施方式的电路示意图。如图所示，该电路包括多输入比较器1705，数模转换器(用于提供偏移校正电压)1710，rc网络，偏移校正对1715，输入差分对1720以及求和节点1725。多输入比较器1705可采取如上所述的多输入比较器的形式。在某些实施方式中，所述rc网络对应于图7所示的用于将经高通滤波处理后的所述多输入比较器输出注入所述差分电流内的rc网络。输入差分对1720(也称采样器差分对)用于接收多输入比较器1705的差分输出。在某些实施方式中，所述求和节点对应于用于对来自输入差分对1720和偏移校正差分对1715的电流进行求和的线路结点。

图18、图19和图20所示分别为12mm、24mm和80mm信道的给定子信道(子信道4)的模拟结果。其中，高通滤波器的截止频率如下式6所示：

其中，cin为所述偏移校正差分对的输入电容。该式的典型值可包括：cin＝2ff，c＝9ff，r＝2k～200k。

图18所示为12mm信道的模拟结果，其中，r＝200k。如图所示，在注入经高通滤波处理的所述多输入比较器输出信号后，眼开度从166mv增大至226mv。

图19所示为24mm信道的模拟结果，其中，r＝200k。如图所示，在注入经高通滤波处理的所述多输入比较器输出信号后，眼开度从136mv增大至172mv。

图20所示为70mm信道的模拟结果，其中，r＝2k。如图所示，在注入经高通滤波处理的所述多输入比较器输出信号后，眼开度从33mv增大至92mv。

虽然上文各例描述了向量信令码在点对点有线通信中的应用，然而这不应视为对上述实施方式构成了任何限制。本申请中公开的方法还可以以同等效果适用于包括光通信和无线通信在内的其他通信媒介。因此，“电压”或“信号电平”等的描述性词语应视为包括其在其他度量系统中的同等概念，如“光强”、“射频调制”等。本申请所使用的“物理信号”一词包括可传送信息的物理现象的所有适用形态和属性。此外，物理信号可以为有形的非暂时性信号。

当将一组信号理解为对某个对象(如数据对象)的选择时，其可包括：至少部分根据该组信号和/或该组信号的一个或多个属性，对所述对象进行选择。当将一组信号理解为对某个对象(如数据对象)的表示时，其可包括：至少部分根据与该组信号相对应的一种表示形式，确定和/或选择该对象。此外同一组信号可用于选择和/或确定多个不同对象(如数据对象)。