一种四通道TIADC线性失配和非线性失配的联合校正方法与流程

本发明涉及信号采样与处理技术领域，更具体地，涉及一种四通道TIADC线性失配和非线性失配的联合校正方法。

背景技术：

随着集成电路技术的不断发展，数字化技术的推广，对模数转换器件ADC的采样速率以及采样精度的要求越来越高，不仅要求数据采集系统有高的采样率，还要有高的采样精度。在实际的运用中，对实时采样速率以及采样精度有极高的依赖性。然而ADC的最大采样速率受限于它的分辨率，分辨率与采样速率之间是一对矛盾体，高采样速率要求较短的转换时间，而高分辨率则要求较长的转换时间。根据目前的IC设计工艺，要实现更高速的采样速率，需要开发一种基于新结构和新方法的ADC模块。现有技术所提供的能够实现超高速采样的系统就是利用时间交织(Time-interleaved)结构的ADC系统(TIADC)。

这种结构的ADC系统利用M片有着相同采样率f_s的单个ADC模块，采用并行的结构，每片ADC模块以相隔1/(M*f_s)的时间间隔进行采样，以达到采样率为M*f_s(总采样率f＝M*f_s)的效果。理论上，这种M通道并行交替采样的ADC系统能够使得整个系统的采样率达到单个ADC模块的M倍。但是由于制造工艺本身固有的缺点，不可能使得每一片ADC模块完全一模一样，所以必然会使得各个通道的ADC模块之间存在失配误差，且每片ADC自身带有微分和积分非线性特性，从而严重降低了整个ADC系统的信噪比。

目前，大多数方法主要针对线性失配，例如增益误差，时间误差等进行估计和校正，部分方法针对模数转换器(ADC)自身的积分和微分非线性造成的失配进行估计和校正。然而，为了提高TIADC的整体性能，不论是线性失配和非线性失配，都应该纳入考虑范围并得到估计和校正。此前也有针对双通道TIADC的线性失配和非线性失配联合校正的方法，为了提高系统的采样速率以适应更广泛的应用场景，将二通道扩展到四通道甚至更多的采样通道是具有探讨研究价值以及行之有效的方法。当然，采样通道数的扩展必然伴随着更加复杂的混叠误差需要分析，以及设计相应的校正算法进行补偿。

技术实现要素：

本发明为解决以上现有TIADC技术只单独对线性失配误差或非线性失配误差进行估计和补偿所导致的校正效果不佳的技术缺陷，提供了一种四通道TIADC线性失配和非线性失配的联合校正方法。

为实现以上发明目的，采用的技术方案是：

一种四通道TIADC线性失配和非线性失配的联合校正方法，包括以下步骤：

S1.设置输入信号x(t)满足奈奎斯特采样定理，并采用轻微过采样获取4-TIADCs系统的输出y[n]；

S2.确定通道频率响应函数的阶数P，利用P阶多项式表征4-TIADCs系统的线性频响失配：系统各通道的离散频率响应函数时域表达式为0≤m≤3，其中α_m,p为第m通道的p阶多项式系数，d_p[n]为p级离散微分器；

S3.令期望线性误差可以表示为其中x_p[n]＝d_p[n]*x[n]；x[n]为4-TIADCs系统的输入；

S4.令线性误差系数0≤p≤P-1,，假设它在某时刻的估计值为利用y[n]近似替代步骤S3中的x[n]对线性误差进行重构，得到某时刻线性误差的估计值为其中y_p[n]＝d_p[n]*y[n]；

S5.确定非线性传递函数阶数L，利用泰勒级数表征4-TIADCs系统通道的非线性失配特性:系统各通道的非线性传输特性函数0≤m≤3，其中表示4-TIADCs系统第m通道泰勒多项式的第l阶的系数，x^l[n]表示x[n]的l次方；

S6.令期望非线性误差可以表示为：

S7.令非线性误差系数2≤l≤L,，假设其在某一个时刻的估计值为利用y[n]近似替代步骤S6中的x[n]对非线性误差进行重构，得到某时刻非线性误差的估计值为其中y^l[n]表示y[n]的l次幂；

S8.利用4-TIADCs系统的输出y[n]减去步骤S4重构的线性失配误差和步骤S7重构的非线性失配误差，得到补偿后的结果进行输出，即某时刻的校正输出

优选地，所述步骤S4中线性误差系数的估计值以及S7中非线性误差系数的估计值的具体估计过程如下：

设计相应的高通滤波器f[n]，使高通滤波器f[n]的截止频率高于理想采样信号的截止频率，定义代价函数其中当且时，ε[n]→0，以此设计NLMS算法对线性误差系数R^p和非线性误差系数S^l进行迭代估计，迭代公式如下：

其中μ_t和μ_h是收敛因子，cont是一个很小的正数，避免零除问题。

优选地，所述步骤S3中使用到的微分器为线性相位数字微分器。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明解决了现有TIADC技术只单独对线性失配误差或非线性失配误差进行估计和补偿所导致的校正效果不佳的技术缺陷，并且相对于双通道采样，将采样通道扩展到四通道可以提高采样速率以适应更广泛的应用场景。本发明提供了一种针对四通道时间交织模数转换器(4-TIADC)线性失配和非线性失配联合校正的方法，该方法通过4-TIADC对理想输入信号轻微地过采样，并分别采用适当阶的频响多项式和泰勒级数表征系统的线性失配特性和非线性失配特性，利用4-TIADC系统输出过采样带上的失配信息，设计基于归一化最小均方误差(NLMS)算法对线性失配误差和非线性失配误差并行地进行实时边估计边补偿，从而获得联合校正输出。该方法把4-TIADC系统的线性和非线性误差都纳入考虑范围并采用并行联合校正的技术，从而得到比对任意单一误差进行补偿更好的校正效果。该方法对TIADC系统的失配误差考虑更全面，并且简单易行，补偿效果好。

附图说明

图1为时间交织模数转换器的结构示意图。

图2为带有线性和非线性失配的四通道TIADC模型示意图。

图3为本发明提供的联合校正方法的基本框图。

图4为本发明提供的自适应联合校正方法的实施示意图。

图5为校正方法的流程图。

具体实施方式

附图仅用于示例性说明，不能理解为对本专利的限制；

以下结合附图和实施例对本发明做进一步的阐述。

实施例1

如图5所示，本发明提供的方法具体包括有以下步骤：

S1.设置输入信号x(t)满足奈奎斯特采样定理，并采用轻微过采样获取4-TIADCs系统的输出y[n]；

S2.确定通道频率响应函数的阶数P，利用P阶多项式表征4-TIADCs系统的线性频响失配：系统各通道的离散频率响应函数时域表达式为0≤m≤3，其中α_m,p为第m通道的p阶多项式系数，d_p[n]为p级离散微分器；

S3.令期望线性误差可以表示为其中x_p[n]＝d_p[n]*x[n]；

S4.令假设它在某时刻的估计值为利用y[n]近似替代步骤S3中的x[n]对线性误差进行重构，得到某时刻线性误差的估计值为其中y_p[n]＝d_p[n]*y[n]；

S5.确定非线性传递函数阶数L，利用泰勒级数表征4-TIADCs系统通道的非线性失配特性:系统各通道的非线性传输特性函数0≤m≤3，其中表示4-TIADCs系统第m通道泰勒多项式的第l阶的系数，x^l[n]表示x[n]的l次方；

S6.令期望非线性误差可以表示为其中v[n]＝x[n]+e_t[n]表示输入信号经过通道频率响应函数产生的采样离散信号，由于误差e_t[n]相对输入信号x[n]非常小，故它们相加在幂次运算下e_t[n]可忽略不计，即v^l[n]＝(x[n]+e_t[n])^l≈x^l[n]，则期望非线性误差可以近似表示为

S7.令假设其在某一个时刻的估计值为利用y[n]近似替代步骤S6中的x[n]对非线性误差进行重构，得到某时刻非线性误差的估计值为其中y^l[n]表示y[n]的l次幂；

S8.利用4-TIADCs系统的输出y[n]减去步骤S4重构的线性失配误差和步骤S7重构的非线性失配误差，得到补偿后的结果进行输出，即某时刻的校正输出

在具体的实施过程中，所述步骤S4中线性误差系数的估计值

以及S7中非线性误差系数的估计值

的具体估计过程如下：

设计相应的高通滤波器f[n]，使高通滤波器f[n]的截止频率高于理想采样信号的截止频率，定义代价函数其中当且时，ε[n]→0，以此设计NLMS算法对线性误差系数R^p和非线性误差系数S^l进行迭代估计，迭代公式如下：

其中μ_t和μ_h是收敛因子，cont是一个很小的正数，避免零除问题。

实施例2

本实施例在实施例1的基础上，进行了具体的实验：

如图1所示为时间交织模数转换器的结构示意图，输入信号以M通道输入，每条通道以相同的采样率但不同的采样时刻(相邻通道相差时刻)对高速输入信号采样，最终合并出输出信号，以此实现高速采样的模数转化。本实施例的实验测试窄带输入信号，采用22个频率的多音正弦信号作为输入，通过图2所示的四通道TIADC系统，得到校正前的TIADC输出y[n].

采用3阶频率响应多项式对TIADC系统线性失配进行建模，即P＝3，采用3阶(即P＝3)线性多项式对通道频率响应函数进行近似，得到线性误差参数为：R⁰＝[0.005,0.003,0.01]^T，R¹＝[-0.01,0.02,-0.003]^T，R²＝[0.001,-0.001,0.004]^T，利用matlab的fdatool滤波器设计工具包设计一级40阶的微分器，并通过卷积运算获得更高级的微分器。

同样采用3阶(即L＝3)非线性多项式对非线性特性进行描述，各通道的参数设定如下：得到非线性误差参数为S²＝10^-4[2,-1.5,-3,-0.5]^T，S³＝10^-4[1.75,-0.75,1.75,2.25]^T。

如图3所示为本实施例的基本框图，采用并行方式对线性失配和非线性失配联合估计估计校正，如图4示出该自适应联合校正方法的具体示意图，设置收敛因子μ_t＝0.005,μ_h＝0.0005，利用利用fdatool工具包设计得到40阶的高通滤波器。

实验过程中观察线性失配参数和非线性失配参数的迭代过程，收敛曲线在刚开始时变化幅度比较大，但在采样数据点到10⁴后基本达到收敛状态，且主要影响参数都能在误差允许范围内收敛到精确值。

信号未经过校正前，有多处由于混叠失配产生的信号尖峰，即存在大量的噪声毛刺，且由于非线性失配的存在导致误差平面的上升(在-75dBc处)，此时的SFDR(无杂散动态范围)为34.08dBc，信噪比SNR＝31.8631dB。而通过校正之后，由于失配产生的信号尖峰基本消失，噪声频谱受到抑制，且误差平面由之前的-75dBc处下降到-100dBc处，校正后的SFDR＝54.451dBc，SNR＝52.0186dB，基本达到校正期望效果。

实施例3

本实施例在实施例1的基础上，采用与实施例2中同样的系统参数以及微分器和高通滤波器，进行了具体的实验：

本实施例的实验测试宽带输入信号，采用一个均值为零，方差为1的高斯白噪声通过一个由fdatool工具设计所得的0～0.8f_s(f_s为系统采样频率)的低通滤波器(满足系统过采样条件)，所得信号作为TIADC的输入，通过图2所示的四通道TIADC系统，得到校正前的TIADC输出y[n].

设置收敛因子μ_t＝0.1,μ_h＝0.01，将信号y[n]通过图4所示自适应联合校正方法的具体实施示意图，实验过程中观察线性失配参数和非线性失配参数的迭代过程，收敛曲线在刚开始时变化幅度比较大，但在采样数据点到10⁴后基本达到收敛状态，且主要影响参数都能在误差允许范围内收敛到精确值。

信号未校正前，由于线性和非线性误差的存在导致在本无信号能量的过采样带上产生误差信号能量，其误差平面大概在-88.99dBc处，此时的信噪比SNR＝34.7593dB；通过校正后，过采样带上的误差平面下降到大概-120dBc处，校正后的信噪比SNR＝61.2817dB,校正效果较好。

显然，本发明的上述实施例仅仅是为清楚地说明本发明所作的举例，而并非是对本发明的实施方式的限定。对于所属领域的普通技术人员来说，在上述说明的基础上还可以做出其它不同形式的变化或变动。这里无需也无法对所有的实施方式予以穷举。凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明权利要求的保护范围之内。