本发明涉及微波及毫米波电路中的倍频器，具体涉及基于集成电路工艺实现单片集成的二倍频电路，设计结构简单，可将倍频转换损耗降低。
背景技术：
随着低频段资源日趋紧张，以及无线系统对高速、高精度、大容量等要求愈来愈高，无线系统工作频段朝着微波毫米波延伸成为必然趋势。比如第五代移动通信系统(5G)、汽车防撞雷达等相继规划/采用K/Ka波段、E波段(60～90GHz)等毫米波频段来开展其相应的业务应用。
单片集成电路技术凭借其高集成、高性能、低成本等优势已经在射频领域占据了主导地位，但受其器件特征频率等工艺性能的限制，在毫米波频段实现工作频率高、输出功率高及相位噪声好的信号源仍然比较困难。此时，通常需要采用高性能低频振荡器和倍频器级联的方法来产生所需要的高频信号。
倍频器在实现所需要的谐波频率输出的同时，通常采用单平衡式的差分结构来强化二倍频输出，同时获得良好的基波抑制效果。而为了取得好的转换效率，一般采用栅宽较小的晶体管来实现低的转换损耗，但随着晶体管栅宽的减小，其输入阻抗的实部会变得较小，而虚部会变得很大，此时难以在两路信号平衡的前提下实现简单、有效的匹配。比如对于单平衡的差分结构，采用常规的传输线匹配方法匹配实部很小、虚部极大的阻抗点时，其匹配阻抗轨迹需要从史密斯圆图边沿经过多次阻抗路径变换，才能到达需要的匹配点(通常为50欧姆)。这种方法会带来比较大的阻抗匹配损耗，增加了倍频器的转换损耗。此外，传输线匹配网络的射频通路上还需串联电容进行直流隔离，增加了电路设计的复杂度。
技术实现要素：
本发明的目的是为解决倍频器电路设计中的高虚部阻抗点匹配不易问题，同时简化倍频器的设计并优化电路性能，而提出一种采用变压器耦合匹配的毫米波低损耗倍频器电路。
本发明为解决上述技术问题所采用的方案：
一种基于变压器耦合匹配的毫米波低损耗倍频器，包括巴伦、变压器、伪差分放大器、漏极偏置和输出匹配网络；
所述巴伦、变压器、伪差分放大器和输出匹配网络依次连接；所述巴伦由第一传输线、第二传输线、第三传输线和第四传输线组成；所述变压器由初级线圈和次级线圈组成，初级线圈和次级线圈均有中心抽头；
所述倍频器输入信号连接巴伦的第一传输线一端，第一传输线的一端与第三传输线的一端级联连接，第三传输线另一端开路；第二传输线一端接地，另外一端连接变压器初级线圈的一端；第四传输线的一端接地，另外一端连接变压器初级线圈的另外一端，第一传输线和第二传输线平行耦合，第三传输线和第四传输线平行耦合；变压器次级线圈的一端连接伪差分放大器其中一个晶体管的栅极，变压器次级线圈的另外一端连接伪差分放大器另外一个晶体管的栅极；变压器初级线圈的中心抽头接地，变压器次级线圈的中心抽头连接电阻的一端，电阻的另外一端外接栅极电压；两个伪差分放大器晶体管的源极分别接地，晶体管的漏极连接在一起后同时连接漏极偏置和输出匹配网络的一端；漏极偏置由级联传输线和并联接地电容组成，漏极偏置的另一端外接漏极电压；输出匹配网络的另一端输出二倍频信号。
作为优选，所述的变压器由集成电路工艺的金属线平行耦合实现，为同层金属的同层耦合结构或上下层金属的叠层耦合结构。
作为优选，所述的毫米波低损耗倍频器采用集成电路工艺实现单片集成。
本发明的优点和显著效果：
1、本发明采用变压器耦合匹配的方式，可以将实部很小、虚部极大的对应在史密斯圆图边沿的阻抗点，快速变换到合理便于匹配的阻抗位置，从而有效的解决倍频器电路设计中的高虚部阻抗点匹配问题；
2、本发明采用变压器耦合匹配的方式，直接实现了直流隔离功能，省去了隔直电容的使用，简化了倍频器的输入匹配网络并优化了电路性能。
附图说明
图1为本发明的结构示意图；
图2(a)为本发明实施例的变压器结构示意图；
图2(b)为本发明实施例的变压器结构的仿真结果；
图3为本发明实施例的输入阻抗匹配示意图；
图4为本发明实施例的二倍频转换损耗仿真结果；
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明，本发明的实施方式包括但不限于下列实施例。
如图1所示，一种基于变压器耦合匹配的毫米波低损耗倍频器，包括巴伦、变压器、伪差分放大器、漏极偏置和输出匹配网络。毫米波低损耗倍频器采用集成电路工艺实现单片集成。
所述巴伦、变压器、伪差分放大器和输出匹配网络依次连接；所述巴伦由第一传输线1、第二传输线2、第三传输线3和第四传输线4组成，其中第一传输线1和第二传输线2平行耦合，第三传输线3和第四传输线4平行耦合，第一传输线1和第三传输线3级联连接。所述变压器由初级线圈和次级线圈组成，初级线圈和次级线圈均有中心抽头。
所述倍频器输入信号连接巴伦的第一传输线1一端，第一传输线1与第三传输线3级联连接，第三传输线3另外一端开路；第二传输线2一端接地，另外一端连接变压器初级线圈的一端；第四传输线4的一端接地，另外一端连接变压器初级线圈的另外一端；变压器次级线圈的一端连接伪差分放大器其中一个晶体管M1的栅极，变压器次级线圈的另外一端连接伪差分放大器另外一个晶体管M2的栅极；变压器初级线圈的中心抽头接地，变压器次级线圈的中心抽头连接电阻R1的一端，电阻R1的另外一端外接栅极电压VG。伪差分放大器晶体管M1和M2的源极分别接地，晶体管M1和M2的漏极连接在一起后同时连接漏极偏置和输出匹配网络的一端；漏极偏置由级联传输线L1和并联接地电容C1组成，漏极偏置的另一端外接漏极电压VD；输出匹配网络的另一端输出二倍频信号。
以E波段毫米波低损耗倍频器电路为例对本发明进行描述。
输入为33～46GHz的射频信号经过巴伦后转化为输出相位相差180°的两路差分信号，再分别经过兼有匹配作用和直流隔离的变压器进入晶体管(M1和M2)，利用晶体管的非线性特性产生奇次谐波信号的叠加和偶次谐波信号的抵消。这些叠加的偶次谐波信号中，二次谐波分量幅值最大(66～92GHz)，再将输出匹配网络匹配到二次谐波频段，从而提取出二次谐波，从而实现二倍频电路。
实施例中倍频器电路采用65nm CMOS工艺实现。为保持平衡对称，晶体管M1和M2采用同样的尺寸参数，其栅长为60nm，栅宽为48μm(包含24个叉指，每个叉指长2μm)。
实施例中变压器采用叠层平行耦合结构，其三维结构如图2(a)所示。其中，初级线圈采用了所用工艺的顶层金属(厚度3.3μm)，次级线圈采用初级线圈的下一层金属(厚度0.9μm)，两层金属之间的间距为0.6μm。两级线圈金属线宽均为4μm，单级线圈周长900μm(对应中频频率的二分之一长度)，初、次级线圈水平间距1μm。初级线圈中心抽头处接地，次级线圈中心处经一个大电阻R1(7KΩ)外接至栅电压。该变压器在30～50GHz频段的损耗约为1.2dB，如图2(b)所示。该变压器在版图上近乎完全对称，所以在工作频段内其对应的平衡性能很好，其幅度差在±0.1dB以内，相位差在180°±0.5°以内。在毫米波频段，基于CMOS工艺的该款变压器达到了低损耗、高传输效率和高平衡度的要求。
如图3所示，从史密斯圆图中阻抗变换路径上看，变压器可以将实部很小、虚部极大的对应在圆图边沿的阻抗点，有效地变换到阻抗点合理、便于匹配的位置，从而较好的解决倍频器电路设计中的高虚部阻抗点匹配问题。此外，采用变压器代替传统传输线进行阻抗匹配，既有效避免了传输线匹配结构两路信号线路的信号隔离问题，又具备直流隔离功能，省去了隔直电容的使用，简化了输入匹配网络并优化了电路性能。
实施例中的倍频器电路由级联传输线L1和并联接地电容C1组成漏极偏置电路。其中级联传输线L1由微带线实现，长度为70μm，线宽为4μm(对应特性阻抗约为50Ω)；并联接地电容C1由MIM电容实现，电容值为2pF。
采用工艺线提供的晶体管模型，经过全电路的电磁场仿真和优化，该倍频器在输入功率为5dBm时，实现了67-93GHz的二倍频输出，转换增益为-3～-6dB，3dB带宽约为33％。基波抑制大于25.6dB，三次谐波抑制大于40dB。
以上内容是结合具体的实施案例对本发明作的详细说明，不能认定本发明具体实施仅限于这些说明。对于本发明所述技术领域的技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，对本发明的各组成部件、位置关系及连接方式在不改变其功能的情况下，进行的等效变换或替代，也落入本发明的保护范围。
本发明未公开的技术属本领域公知技术。