快速导通Pmos管驱动电路及实现方法与流程

本发明涉及航天电源控制技术领域，具体涉及一种快速导通pmos管驱动电路实现及方法。

背景技术

针对航天器使用s⁴r(seriessequentialswitchingshuntregulator)电路的特点，s⁴r主功率回路一方面通过功率二极管给全调节母线供电，另一方面通过pmos管给蓄电池组充电，当母线及蓄电池组都不需要功率时，s⁴r主功率通过nmos管对地分流掉。

查阅现有pmos管驱动电路文献，主要分为如下两大类，一是采用自举式驱动电路；另外一种是采用隔离变压器实现。这两种驱动方式，均需要pmos管处于调制状态，而航天用s⁴r电路的pmos管除了处于调制状态外，还有可能处于全导通或全截止状态。此外，根据目前公布的图腾柱式驱动电路，虽然也满足上述三种pmos的三种工作状态，但pmos导通时间过长，对s⁴r电路而言，一方面有可能在调制过程中，抬高母线电压；另外一方面在蓄电池组电压比较低时，影响全调节母线动态响应，具体描述过程为——全调母线负载满载→pmos管关断，nmos管关断→全调节母线功率瞬间减载→蓄电池组电压较低，nmos管关断，pmos管导通→但此时由于pmos未能及时导通，太阳阵功率持续向全调母线供电，造成全调母线电压瞬间升高，动态性能变差，极易影响全调母线电压稳定性，给电源系统带来隐患。

此外，pmos管导通时间过长，pmos管工作在放大区的时间过长，使pmos管热耗增加，造成pmos管散热设计比较复杂，对pmos管长寿命使用不利。

目前，针对航天器用s⁴r电路的pmos管驱动电路一般采用稳压管工作的方式实现pmos管源极s与栅极g之间的压差，使pmos管导通。一方面稳压管长期工作，若稳压管失效，则pmos管源极s与栅极g之间的压差过大，造成pmos管源栅击穿；同时未针对pmos管的快速导通进行专门设计，仅靠驱动电路一般匹配实现pmos管的导通与关断，给航天器用s⁴r电路的使用带来局限性。因此必须设计专门的快速导通pmos管驱动电路及方法，一方面在s⁴r电路调整过程中s⁴r全调母线支路电压无波动；另一方面降低pmos管工作过程中的热耗，降低pmos管散热设计的复杂度。

图1是一般pmos管驱动电路及方法的基本原理图，一般pmos管驱动电路及方法直接通过比较器u1的低电平输出信号b实现pmos管的导通，由于稳压管d1长期处于工作状态，其限流电阻r2不能太小，太小将造成流经稳压管d1的反向电流过大，影响稳压管使用寿命，因此r2的阻值一般比较大，一般为几千欧姆；同时芯片u1的供电电源为二次电源电压，一般为+12v，而pmos管m1的源极电压vs为高电压，若电阻r4短路失效，将造成功率侧高电压串入二次电源端，严重影响控制电路正常工作。

图1中，芯片u1输出信号b为高阻态时，三极管q1导通，vs＝vg，使pmos管m1截止；此时，若u1输出信号b为电平时，q2基极电流足够大，迅速使q2导通，但由于电阻r2阻值为几千欧姆，阻值偏大，m1栅极g电压vg通过电阻r2放电时间过长，造成pmos管m1导通时间过长，pmos热耗增加。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种快速导通pmos管驱动电路及实现方法，该电路结构及工艺流程简单，器件选型均为常规元器件，易于工程实现。

所述快速导通pmos管驱动电路，包括电阻r0～r5、三极管q1～q3、稳压管d1、电容c1等。

为了达到上述的目的，本发明提供的快速导通pmos管驱动电路，其一端与pmos管的源极(s)及栅极(g)相连，一端驱动控制信号a相连。所述pmos管m1为单p-沟道mosfet，内部有寄生二极管；所述驱动控制信号a为一般常用反馈电路发生的脉宽调制信号；所述pmos管驱动电路包括驱动信号a输入电阻r0、取反三极管q1、分压电阻r1与r2、加快导通电容c1、pmos管m1s极与g极保护稳压管d1、驱动功率放大三极管q2与q3、限流电阻r3与r4、驱动输入电阻r5。若驱动信号a为低电平，则经过电阻r0后，三极管q1工作在饱和截止区，pmos管源极电压vs经过电阻r2使电容c1电压vc1+＝vc1-＝vs，即电容两端压降为0，由于vc1+＝vs，则三极管q2导通，q3截止，vs经过电阻r3与r5使pmos管栅极电压vg＝vs，最终使pmos管m1截止；若此时驱动信号a翻转为高电平，则经r0使三极管q1导通，电容c1一端电压vc1-突变为0，由于电容特性--电容电压不能突变，因此电容c1另外一端电压vc1+亦突变为0，造成三极管q3的发射极与基极之间基极电流ib3突然增大为(vg-0.7v)/r5，该电流给电容c1充电，同时三极管q3的集电极ic3同步放大，三极管q3工作在饱和导通区，且电阻r4为小阻值电阻，电压vg通过电阻r4对地快速放电。此外，电压vs通过电阻r2也给电容c1充电，快速使电压vc1+嵌位在电阻r1与r2的分压处，即vc1+＝vs×r1/(r1+r2)，从而使vg＝vs×r1/(r1+r2)，因此pmos管m1源极s与栅极g压差为vs×r2/(r1+r2)，经过合理选取电阻r1、r2即可实现pmos管m1快速导通，r2＝0.8×r1，r1取值1k-100k欧姆。

所述三极管q1与源极s电压vs通过电阻r1与r2相连，实现驱动控制信号a与高压vs的保护限流隔离，当三极管q1基极与集电极发生短路失效时，高电压vs通过电阻r2、r1、r0反灌至控制电路中，由于限流电阻r2、r1、r0的作用，电流最大不超过vs/(r1+r2+r0)，保护前端控制电路，提高驱动电路的可靠性应用；所述三级管q2、q3与pmos管m1通过电阻r3、r5相连，实现驱动功率放大，根据实际选用m1的型号规格，选取合适的阻值，实现m1的导通与关断，实际应用时，电阻r3、r4、r5为小阻值电阻，取值范围在几欧姆至几百欧姆(如0-100欧姆)，其中电阻r4可取0欧姆电阻，最大化实现pmos管快速导通；所述电容c1为无极性电容，其两端与分压电阻r1并联使用，其特征在于，利用电容电压不能突变的特性，实现pmos管m1的快速导通，而对pmos关断过程无影响；所述保护稳压管d1，防止三极管q3基极-集电极短路失效时，避免vg＝0，防止pmos管m1栅源击穿，d1的正常工作保护稳压值大于分压电压vs×r2/(r1+r2)，小于pmos管m1源极s与栅极g最大允许电压(16v-22v)；所述电阻r1与r2在实际工作过程中瞬间热耗较大，可采取多只(比如4只)同型号规格电阻并联或采取大功率(1w以上)阻值使用。

本发明提供的一种快速导通pmos管驱动电路实现方法，包括以下步骤：若驱动信号a由低电平翻转为高电平，则经r0使三极管q1导通，电容c1一端电压vc1-突变为0，由于电容特性--电容电压不能突变，因此电容c1另外一端电压vc1+亦突变为0，造成三极管q3的发射极与基极之间基极电流ib3突然增大为(vg-0.7v)/r5，该电流给电容c1充电，同时三极管q3的集电极ic3同步放大，三极管q3工作在饱和导通区，且电阻r4为小阻值电阻，电压vg通过电阻r4对地快速放电。此外，电压vs通过电阻r2也给电容c1充电，快速使电压vc1+嵌位在电阻r1与r2的分压处，即vc1+＝vs×r1/(r1+r2)，从而使vg＝vs×r1/(r1+r2)，因此pmos管m1的源极s与栅极g压差为vs×r2/(r1+r2)。合理选取电阻r1、r2即可实现pmos管m1快速导通，电阻r1取值范围为1k-100k欧姆，r2＝0.8r1。

综述，本发明的提供的一种快速导通pmos管驱动电路实现及方法，一方面体现在一方面在s⁴r电路调整过程中使pmos管快速导通，将太阳阵功率通过pmos管快速传输至蓄电池组，避免太阳阵功率通过功率二极管传输至全调节母线，实现全调母线支路电压无波动；另一方面降低pmos管工作过程中的热耗，降低pmos管散热设计的复杂度。

附图说明

图1是一般pmos管驱动电路及方法的基本原理图。

图2是本发明实施例快速导通pmos管驱动电路基本原理图。

具体实施方式

现结合实施例、附图对本发明作进一步描述：

本实施例的快速导通pmos管驱动电路的基本原理图如图2所示，具体包括电阻r0～r5、三极管q1～q3、稳压管d1、电容c1等。所述驱动控制信号a为一般常用反馈电路发生的脉宽调制信号；所述pmos管驱动电路包括驱动信号a输入电阻r0、取反三极管q1、分压电阻r1与r2、加快导通电容c1、pmos管m1s极与g极保护稳压管d1、驱动功率放大三极管q2与q3、限流电阻r3与r4、驱动输入电阻r5。若驱动信号a为低电平，则经过电阻r0后，三极管q1工作在饱和截止区，电压vs经过电阻r2使电容c1电压vc1+＝vc1-＝vs，即电容两端压降为0，由于vc1+＝vs，则三极管q2导通，q3截止，vs经过电阻r3与r5使vg＝vs，最终使pmos管m1截止；若此时驱动信号a翻转为高电平，则经r0使三极管q1导通，电容c1一端电压vc1-突变为0，由于电容特性--电容电压不能突变，因此电容c1另外一端电压vc1+亦突变为0，造成三极管q3的发射极与基极之间基极电流ib3突然增大为(vg-0.7v)/r5，该电流给电容c1充电，同时三极管q3的集电极ic3同步放大，三极管q3工作在饱和导通区，且电阻r4为小阻值电阻，电压vg通过电阻r4对地快速放电。此外，电压vs通过电阻r2也给电容c1充电，快速使电压vc1+嵌位在电阻r1与r2的分压处，即vc1+＝vs×r1/(r1+r2)，从而使vg＝vs×r1/(r1+r2)，因此pmos管m1源极s与栅极g压差为vs×r2/(r1+r2)，经过合理选取电阻r1、r2即可实现pmos管m1快速导通。

此外，所述保护稳压管d1，其特征在于，d1的正常工作保护稳压值大于分压电压vs×r2/(r1+r2)，小于pmos管m1源极s与栅极g最大允许电压(16v-22v)。

需要说明的是，上文只是对本发明进行示意性说明和阐述，本领域的技术人员应当明白，对本发明的任意修改和替换都属于本发明的保护范围。