基于跨导反馈单元的可编程增益放大器电路的制作方法

本发明属于模拟集成电路设计领域，特别涉及一种基于跨导反馈单元的可编程增益放大器电路。

背景技术

21世纪以来，信息技术的爆炸式增长使得信号的接收与发射变得越来越频繁。对于一个发射接收系统来说，其接收机所接收到的信号的功率往往是不可预测的，因此为了使系统避免脱敏并使系统的动态范围达到最大，需要在接收机中加入一个可编程增益放大器，从而使接收机能够输出一个功率固定的信号。

可编程增益放大器的增益由离散的数字控制信号调节，随数字控制信号的变化呈线性分贝(db-linear)的变化关系。对于一个可编程增益放大器来说，在很大的增益范围内，其增益都要与数字控制信号呈现良好的线性分贝关系，并且保证较小的增益误差；于此同时，可编程增益放大器的带宽需要满足发射接收系统的要求，以保证足够的数据传输速率；除此之外，功耗、线性度和噪声也是可编程增益放大器的设计需要关注的。现有的基于电阻负反馈结构的可编程增益放大器的电路结构如图1所示，该电路由运算放大器opam和多个反馈电阻组成；正极信号输入端vinp、负极信号输入端vinn分别接正极反馈电阻r1p、负极反馈电阻r1n一端，正极反馈电阻r1p另一端与正极反馈电阻r2p一端共同接运算放大器的正极输入端，运算放大器的正极输出端接正极信号输出端voutp，负极反馈电阻r1n另一端与负极反馈电阻r2n一端共同接运算放大器的负极输入端，运算放大器的负极输出端接负极信号输出端voutn，正极反馈电阻r2p、负极反馈电阻r2n另一端分别接负极信号输出端voutn、正极信号输出端voutp。其中r2n、r2p均为可调电阻，电阻值为r2，，通常来说可调电阻是由开关电阻阵列来实现的；r1n、r1p的电阻值为r1。基于电阻负反馈结构的可编程增益放大器的增益约等于r2/r1，因此能够通过调节电阻r2来实现增益的调节；并且由于增益是一个比例量，因此基于电阻负反馈结构的可编程增益放大器具有较好的鲁棒性。

现有的基于电阻负反馈结构的可编程增益放大器在接近于0db的低增益档位时，要求电阻r2是一个比较小的值，这个时候负载效应将会变得明显，从而使的增益表达式r2/r1与实际增益的误差变大，因此负载效应会使可编程增益放大器的增益误差变大；于此同时，可调电阻r2是通过一个开关电阻阵列实现的，需要使用大量的电阻，因此开关电阻阵列需要消耗很大的芯片面积，当集成电路制造工艺不断提升时，这个缺点会变得更加明显；另外，基于电阻负反馈结构的可编程增益放大器的增益带宽积是一个常数，因此当增益上升时，带宽会同等程度的下降，而不断提升的数据传输速率要求发射接收系统拥有更大的带宽，因此这个结构在带宽方面也需要进一步提升。

技术实现要素：

有鉴于此，本发明的目的在于为克服已有技术的不足，提出了一种基于跨导反馈单元的可编程增益放大器电路，本发明在于采用跨导反馈单元消除传统电阻负反馈结构的负载效应，从而进一步减小增益误差；同时，跨导反馈单元能够提升可编程增益放大器的带宽；此外，由于避免使用开关电阻阵列，芯片的面积得到进一步减小。

为了实现上述目的，本发明采用如下技术方案：

一种基于跨导反馈单元的可编程增益放大器电路，该放大器电路包括运算放大器，其特征在于，该放大器电路还包括正极直流失调抑制电路、负极直流失调抑制电路、正极跨导反馈单元和负极跨导反馈单元；

所述运算放大器由放大电路、偏置电路和共模反馈电路组成，所述放大电路为一个两级密勒放大器，所述偏置电路是一个正比于温度的电压偏置电路，所述共模反馈电路是一个差分共模反馈电路；所述电压偏置电路用于给两级密勒放大器提供直流偏置，同时采用所述差分共模反馈电路稳定两级密勒放大器的直流工作点；所述的正比于温度的电压偏置电路是指该电路输出的偏置电压跟温度成正比关系；

各直流失调抑制电路均分别由相应极性的直流失调抑制电阻和直流失调抑制电容构成；

各跨导反馈单元均分别由相应极性的输入跨导子单元和反馈跨导子单元构成；各输入跨导子单元和反馈跨导子单元均分别由mos晶体管阵列构成；

上述各元器件的连接关系为：正极直流失调抑制电容、负极直流失调抑制电容的一端分别接正极信号输入端、负极信号输入端，正极直流失调抑制电容的另一端与正极直流失调抑制电阻的一端连接后共同接正极输入跨导子单元的电压输入端，负极直流失调抑制电容的另一端与负极直流失调抑制电阻的一端连接后共同接负极输入跨导子单元的电压输入端，正极、负极直流失调抑制电阻的另一端均接入相同的参考电压；正极输入跨导子单元的电压输出端与正极反馈跨导子单元的电压输出端共同接运算放大器的正极输入端，负极输入跨导子单元的电压输出端与负极反馈跨导子单元的电压输出端共同接运算放大器的负极输入端；正极反馈跨导子单元的电压输入端与运算放大器的负极输出端口共同接负极信号输出端，负极反馈跨导子单元的电压输入端与运算放大器的正极输出端口共同接正极信号输出端。

本发明的技术特点及有益效果：

1、利用跨导反馈单元代替传统的电阻反馈，解决在低增益档位下由电阻反馈所引起的负载效应问题，从而可能引起的增益误差变大的问题。跨导反馈单元的输入端通常是mos管的栅极，在模拟电路设计的范围下，可以认为其输入阻抗是近似于无穷大的值，因此用mos管栅极作为运算放大器的负载可以有效的避免负载效应的出现，进而减小增益误差。

2、利用跨导反馈单元代替传统的电阻反馈，解决开关电阻阵列面积大的问题。开关电阻阵列需要使用大量的电阻，电阻在芯片中占据的面积大，并且电阻的尺寸不会随工艺的进步而减小，因此在先进的现代工艺中，电阻在芯片中占据的面积变得尤为突出。而跨导反馈单元避免了使用开关电阻阵列，因此芯片面积大大减小；同时跨导反馈单元通常是mos管阵列，而mos管的特征尺寸是随着工艺进步逐渐缩小的，因此利用跨导反馈单元还能充分发挥先进工艺的优势；

3、利用跨导反馈单元代替传统的电阻反馈，解决电阻反馈结构带宽随增益的上升而同步下降的问题。传统的电阻反馈结构的增益带宽积是一个常数，当增益上升时，增益带宽积会下降，因此在高增益档位下难以实现大的带宽。而基于跨导反馈单元的可编程增益放大器，在高增益档位下，输入跨导单元的跨导gm1上升，因此可编程增益放大器的增益带宽积也会提升，因此能够在高增益档位下实现大的带宽。

附图说明

图1为现有的基于电阻反馈的可编程增益放大器电路示意图；

图2为本发明所提出的基于跨导反馈单元的可编程增益放大器电路示意图；

图3为本发明所提出的基于跨导反馈单元的可编程增益放大器电路的实施例；其中，(a)为整体电路图，(b)为局部放大图；

图4为该实施例中不同增益档位下的幅频特性曲线；

图5为该实施例中不同控制字下的增益以及增益误差。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和特点更加清楚明确，下面结合附图对具体实施方式进行详细说明与描述。

本发明提出的一种基于跨导反馈单元的可编程增益放大器电路，其电路结构如图2所示，该电路由正极直流失调抑制电路、负极直流失调抑制电路、正极跨导反馈单元、负极跨导反馈单元和运算放大器opam组成；运算放大器opam由放大电路、偏置电路和共模反馈电路组成，放大电路为一个两级密勒放大器，偏置电路是一个正比于温度的电压偏置电路，共模反馈电路是一个差分共模反馈电路；通过电压偏置电路给两级密勒放大器提供直流偏置，同时采用差分共模反馈电路稳定两级密勒放大器的直流工作点；正比于温度的电压偏置电路是指该电路输出的偏置电压跟温度成正比关系；

各直流失调抑制电路均分别由相应极性的直流失调抑制电阻和直流失调抑制电容构成；具体地，正极直流失调抑制电路由正极直流失调抑制电阻rp和正极直流失调抑制电容cp构成，负极直流失调抑制电路由负极直流失调抑制电阻rn和负极直流失调抑制电容cn构成；

各跨导反馈单元均分别由相应极性的输入跨导子单元和反馈跨导子单元构成；具体地，正极跨导反馈单元由正极输入跨导子单元gm1p和正极反馈跨导子单元gm2p构成，负极跨导反馈单元由正极输入跨导子单元gm1n和负极反馈跨导子单元gm2n构成；各输入跨导子单元和反馈跨导子单元均分别由mos晶体管阵列构成；

上述各元器件的连接关系为：正极、负极直流失调抑制电容的一端分别接正极信号输入端vinp、负极信号输入端vinn，正极直流失调抑制电容的另一端与正极直流失调抑制电阻的一端连接后共同接正极输入跨导子单元的电压输入端，负极直流失调抑制电容的另一端与负极直流失调抑制电阻的一端连接后共同接负极输入跨导子单元的电压输入端，正极、负极直流失调抑制电阻的另一端均接入相同的参考电压vref；正极输入跨导子单元的电压输出端与正极反馈跨导子单元的电压输出端共同接运算放大器的正极输入端，负极输入跨导子单元的电压输出端与负极反馈跨导子单元的电压输出端共同接运算放大器的负极输入端；正极反馈跨导子单元的电压输入端与运算放大器的负极输出端口共同接负极信号输出端voutn，负极反馈跨导子单元的电压输入端与运算放大器的正极输出端口共同接正极信号输出端voutp。

为便于描述，将正极输入跨导子单元gm1p的电压输入端、输出端分别标记为1p、2p，将负极输入跨导子单元gm1n的电压输入端、输出端分别标记为1n、2n；将正极反馈跨导子单元gm2p的电压输入端、输出端分别标记为3p、4p，将负极反馈跨导子单元gm2n的电压输入端、输出端分别标记为3n、4n；将运算放大器的正极输入端、输出端分别标记为5p、6p，将运算放大器的负极输入端、输出端分别标记为5n、6n。

本发明所提出的基于跨导反馈单元的可编程增益放大器电路的实施例如图3所示，其中(a)为整体电路图，(b)为局部放大图，具体说明如下：

跨导反馈单元中，正极输入跨导子单元gm1p由mos晶体管阵列m1a组成，负极输入跨导子单元gm1n由mos晶体管阵列m1b组成，正极反馈跨导子单元gm2p由mos晶体管阵列m2a组成，负极反馈跨导子单元gm2n由mos晶体管阵列m2b组成，其中mos晶体管阵列m1a、m2a、m3a、m4a中晶体管的个数均相同。mos晶体管阵列m1a的栅极作为正极输入跨导子单元gm1p的1p端口接正极直流失调抑制电容cp和正极直流失调抑制电阻rp的公共端，mos晶体管阵列m1a的漏级作为正极输入跨导子单元gm1p的2p端口接mos晶体管阵列m2a的漏极且公共端标记为y，m2a的漏极作为正极反馈跨导子单元gm2p的3p端口，mos晶体管阵列m1a的源极接mos晶体管阵列m2a的源极且公共端标记为x，m2a的栅极作为正极反馈跨导子单元gm2p的4p端口接运算放大器的6n端口；mos晶体管阵列m1b的栅极作为负极输入跨导子单元gm1n的1n端口接负极直流失调抑制电容cn和负极直流失调抑制电阻rn的公共端，mos晶体管阵列m1b的漏级作为负极输入跨导子单元gm1n的2n端口接mos晶体管阵列m2b的漏极且公共端标记为z，m2b的漏极作为负极反馈跨导子单元gm2n的3n端口，mos晶体管阵列m1b的源极接mos晶体管阵列m2b的源极相连接公共端x，m2b的栅极作为负极反馈跨导子单元gm2n的4n端口接运算放大器的6p端口。m1a和m2a共同组成一个mos晶体管阵列详见图3(b)(m2a和m2b与此相同，此处不再赘述)，该mos晶体管阵列由一系列开关控制，通过开关控制mos晶体管阵列中属于m1a和属于m2a的晶体管数量。

运算放大电路中，为了节省芯片面积和功耗，在本实施例中将输入跨导单元gm1n和gm1p作为运算放大器的输入管，其中：

两级密勒放大器coreamp，由mos晶体管m0、m1a、m1b、m2a、m2b、m3、m4、m5、m6、m7、m8，电阻rc1、rc2和电容cc1、cc2构成，其中晶体管m0、m1a、m1b、m2a、m2b、m7、m8是pmos晶体管，晶体管m3、m4、m5、m6是nmos晶体管。pmos晶体管m0的栅极接偏置电压vb0，m0的源级接电源vdd，m0的漏级接公共端x接；pmos晶体管m1a的栅极接正极直流失调抑制电容和正极直流失调抑制电阻的公用端；nmos晶体管m3、m4的漏级分别接公共端y、z，m3、m4的源极均接地，m3、m4的栅极共同接反馈电压vfb；nmos晶体管m5的栅极与补偿电阻rc1一端共同接nmos晶体管m3的漏级，补偿电阻rc1另一端通过补偿电容cc1接m5的漏极，m5的漏级接m7的漏级，m5的源级接地；nmos晶体管m6的栅极与补偿电阻rc2一端共同接nmos晶体管m4的漏级，补偿电阻rc2另一端通过补偿电容cc2接m6的漏极，m6的漏级接m8的漏级，m6的源级接地；pmos晶体管m7的栅极接偏置电压vb0，m7的源级接电源vdd；pmos晶体管m8的栅极接偏置电压vb0，m8的源级接电源vdd。

偏置电路bias，由mos晶体管m14、m15、m16、m17、m18、m19、m20以及电阻rs组成，其中晶体管m14、m15、m20是pmos晶体管，晶体管m16、m17、m18、m19是nmos晶体管。电阻rs的一端接电源vdd，电阻rs另一端接pmos晶体管m14的源级，m14的栅极接pmos晶体管m15的栅极，m14的漏级接nmos晶体管m17的漏级，m17的漏级和栅极接一起，共同接m14的漏级，m17的源级接地；nmos晶体管m18的栅极接m17的栅极，m18的源级接地，m18的漏级接m15的漏级，m15的源级接电源vdd，m15的栅极和漏级接一起，共同接到m14的栅极；nmos晶体管m16的栅极和漏级接一起，共同接到m15的栅极，m16的源级接m17的栅极；nmos晶体管m19的栅极接m18的漏级，m19的源级接地，m19的漏级接pmos晶体管m20的漏级；m20的漏级和栅极接一起作为偏置电压vb0，m20的源级接电源vdd。

共模反馈电路cmfb，由mos晶体管m9、m10、m11、m12、m13，电阻rf1、rf2和电容cf1、cf2组成，其中晶体管m9、m10、m11是pmos晶体管，晶体管m12、m13是nmos晶体管。电容cf1、cf2的一端分别接运算放大器的6n、6p端口，电容cf1、cf2另一端接共同接pmos晶体管m10的栅极；电阻rf1、rf2的一端分别接运算放大器的6p、6n端口，电阻rf1、rf2另一端共同接m10的栅极；pmos晶体管m9的栅极接偏置电压vb0，m9的源级接电源vdd，m9的漏级接m10的源级，m10的漏级接nmos晶体管m12的漏级，m12的漏级和栅极相接作为反馈电压vfb，m12的源级接地；pmos晶体管m11的栅极接参考电压vref，m11的漏级接nmos晶体管m13的漏级，m13的漏级和栅极相接，m13的源级接地。

本发明的基于跨导反馈单元的可编程增益放大器电路的实施例说明如下：

本实施例采用65nmcmos工艺(为本领域的常规制备工艺)制备可编程增益放大器电路，其仿真结果由图4、图5给出。

从图4结果来看，本发明所提出的的可编程增益放大器能够实现从0db～42db的增益调节范围，在最高的42db的增益带宽下，仍然具有130mhz的-3db带宽，同时对低频信号具有良好的抑制，即具备良好的直流失调抑制能力。从图5的结果来看，增益误差都小于0.2db。此外，由于避免使用开关电阻阵列，芯片面积得到减小。

综上，本发明可解决传统负反馈结构的负载效应问题，减小增益误差；同时能够在不增加功耗的情况下增大带宽；此外还有有效的减小芯片面积。

以上实施例验证了本发明的正确性和实效性。以上所述仅为本发明在具体cmos工艺下与具体增益和频段下的可编程增益放大器，并非用于限定本发明的保护范围。