一种可控硅整流双同步锁相触发控制方法与流程

本发明涉及电力电子和同步锁相的技术领域，尤其涉及一种双同步锁相触发控制方法。

背景技术

可控硅整流电路在可控硅承受正向电压时具备触发导通条件，在电网电压一定的情况下，输出电压由控制角α决定，控制角α的稳定和准确决定了可控硅整流电路输出电压的稳定性。在可控硅整流器工作过程中，由于电网电压的波形畸变以及检测电路中的各种干扰信号的存在，过零点会发生抖动导致决定触发脉冲的过零信号的抖动，从而以过零点为基础的触发脉冲也会抖动，导致输出电压不稳定。

传统的触发脉冲控制：对同步电压进行滤波、整形输出同步脉冲，产生计算α角的时基。对时基的基本要求：稳定，与电网过零点严格同步。

存在的问题：1.电网频率抖动；2.波形畸变和严重干扰，导致同步时刻不准确，根据同步脉冲产生的α角触发脉冲前后抖动，输出电压各波头不齐，输出电压不稳。

技术实现要素：

本发明的目的是针对电网电压波形畸变和严重干扰，导致可控硅整流触发电路过零点检查不准确和抖动的问题，提出一种内部同步时基与电网锁相同步的方法，采取锁相环跟踪电源频率和相位，且相位可调，从而产生与电网电压锁相的内部同步时基。

本发明再有一目的是针对触发脉冲等间隔特性，触发脉冲时基与内部同步时基倍频锁相，依据单相或多相、半控或全控等不同整流器结构，可以n倍频，n＝1(半波)、2(单相半控或全控桥)、3(三相半控桥)、6(三相全控桥)等。通过控制电路依据α角锁定触发脉冲时基与内部同步时基的相位，从而调节触发脉冲发出时刻，经脉冲分配依据触发区间等间隔发出各可控硅对应的触发脉冲。

本发明的技术问题主要是通过下述技术方案得以解决的：

一种可控硅整流双同步锁相触发控制方法，其特征在于，包括：

一次同步：同步内部同步时基和实际电网电压过零点，首先采集过零点并求得时间差并对其进行滤波得到输出电源周期，然后根据滤波后得到的输出电源周期计算实际相位差与参考相位差差值；最后根据得到的相位差差值调整内部同步时基当前过零时刻；

二次同步：同步内部振荡器产生的触发时基和内部同步时基，首先计算内部振荡器产生触发时基的触发时间间隔，并根据得到的触发时间间隔计算实际触发相位与转化后参考触发相位的差值；然后根据参考相位差和实际相位差的差值调整内部触发时基的触发时刻，最后根据触发区间分配触发脉冲。

在上述的一种可控硅整流双同步锁相触发控制方法，所述一次同步中，采集过零点并求得时间差的具体方法是：外部过零检测电路连续检测经过简单滤波的电网电压过零点，电路捕获过零点时间，其时刻记为tk，同时屏蔽小于一个周期内包括电路干扰、电压畸变等产生的多次过零点信号，使得每个电源周期仅产生一次有效过零信号；将每一次捕获的过零点时刻tk与上一次捕获时刻tk-1求差值获得电源周期，即tk＝tk-tk-1。

在上述的一种可控硅整流双同步锁相触发控制方法，所述一次同步中，对时间差进行滤波的具体方法是：采用惯性滤波，公式如下

tfk＝βtk+(1-β)tf(k-1)

其中tfk是当前滤波输出电源周期，tf(k-1)是前一次滤波电源周期，tk是当前捕获的2个过零点的时间差，也就是受到干扰或波形畸变影响不准确或抖动的电源周期，惯性滤波的基本公式由rc网络构成的一阶惯性环节的传递函数变换而来；其传递函数为

tc是惯性滤波的时间常数，且tc＝rc，差分变换可得上述惯性滤波基本公式，式中β＝tc/(tc+t0)为滤波平滑系数，t0为计算周期，与电源周期相同，tfk为固定值，即完全锁相同步且稳定后与电网周期完全相同；

内部同步时基的产生采用按准确电源周期tfk递增的方法；设以过零点为基准产生的内部同步时基当前过零时刻为tik，前一次过零时刻为ti(k-1)，则当前过零时刻tik＝ti(k-1)+tfk。

在上述的一种可控硅整流双同步锁相触发控制方法，所述一次同步中，计算实际相位差与参考相位差差值具体方法是：首先计算电路捕获的过零信号与内部同步时基产生的过零信号时间差，也就是相位差，用角度表达

设定参考相位差为θi，则参考相位差θi和实际相位差θr的差值δθ

δθ＝θi-θr。

在上述的一种可控硅整流双同步锁相触发控制方法，所述一次同步中，调整内部同步时基当前过零时刻的具体方法是：根据参考相位差和实际相位差的差值δθ调整内部同步时基的当前过零时刻tik；

tik＝ti(k-1)+tfk+δθ

每周期逐次调整内部同步时基的当前过零时刻tik保证内部同步时基当前过零时刻和消除畸变后的实际电网电压过零点的完全同步，且相位可调；相位可调是为了确定恰当的脉冲触发时刻，相位角α确定触发脉冲，相位角稳定能使输出稳定。

在上述的一种可控硅整流双同步锁相触发控制方法，所述二次同步中，计算内部振荡器产生触发时基的触发时间间隔的具体方法是：首先由内部振荡器产生触发时基，触发电路根据触发时基产生等间隔的触发脉冲，其中触发时基的触发时刻为tck，上一次触发时刻为tc(k-1)，触发隔为tck，即

tck＝tc(k-1)+tck

在上述的一种可控硅整流双同步锁相触发控制方法，所述二次同步中，计算实际触发相位θcr与转化后参考触发相位α′的差值的具体方法是：首先将内部振荡器产生触发时基的触发时刻tck和内部同步时基产生时刻tik求差值转化为相位差：

设定内部振荡器产生的触发时基和内部同步时基的同步参考相位差为α，其中，0＜α＜360°，当α＞60°时，内部振荡器产生的触发时基序列间隔为360°/n，为避免触发延迟需确认与内部同步时基触发后最近的触发时基位置，需将参考相位差α转化到内部同步时基触发后360°/n以内，即

α′＝α-[α/(360°/n)]

其中n是指根据整流器的不同结构出现的n倍频；计算转化后的参考相位差α′的差值与实际相位差θcr

δα＝α′-θcr。

在上述的一种可控硅整流双同步锁相触发控制方法，所述二次同步中，调整内部触发时基的触发时刻的具体方法是：根据参考相位差和实际相位差的差值δα调整内部触发时基的触发时刻tck即

tck＝tc(k-1)+tck+δα

保证内部振荡器产生的触发时基和内部同步时基的完全同步，且相位可调；最后根据触发区间分配触发脉冲。

本系统运用双同步调节模式可以保证在电网电压发生畸变的情况下，仍能准确跟踪过零点，并且根据偏差信号调整触发角相位，抑制过零点抖动产生问题。另外，实际电网电压过零点和内部同步时基的相位差θi是可依据实际需求调整。当接线方式发生变化时，θi可以保持为任一固定值，扩展了该方法的应用范围。

附图说明

图1实施例所述的过零点抖动示意图。

图2实施例所述的电网实际波形实测波形图。

图3实施例所述的电网输入电压过零点和内部同步时基同步实测波形图。

图4实施例所述的电网输入电压过零点和内部同步时基同步示意图。

图5实施例所述的第二次同步参考相位差转化区别示意图。

图6实施例所述的三相全控整流桥示意图。

图7实施例所述的三相全控整流桥线电压波形示意图。

图8实施例所述的硬件过零点采样及触发电路示意图。

具体实施方式

一、首先介绍本发明的具体方法原理。

第一次同步设定为内部同步时基和实际电网电压过零点的同步：

采集过零点并求得时间差：

外部过零检测电路连续检测经过简单滤波的电网电压过零点，电路捕获过零点时间，其时刻记为tk，同时屏蔽小于一个周期内包括电路干扰、电压畸变等产生的多次过零点信号，使得每个电源周期仅产生一次有效过零信号。将每一次捕获的过零点时刻tk与上一次捕获时刻tk-1求差值获得电源周期，即tk＝tk-tk-1。

滤波得输出电源周期：

由于过零点抖动导致捕获时间不准确或抖动，获得电源周期tk不准确或抖动。因此通过对tk进行滤波处理，滤除干扰和抖动，得到稳定准确的电源周期值tfk。滤波可以采用惯性滤波，也可以采用其它滤波方法。惯性滤波的基本公式如下

tfk＝βtk+(1-β)tf(k-1)

其中tfk是当前滤波输出电源周期，tf(k-1)是前一次滤波电源周期，tk是当前捕获的2个过零点的时间差，也是就受到干扰或波形畸变影响不准确或抖动的电源周期。惯性滤波的基本公式由rc网络构成的一阶惯性环节的传递函数变换而来。其传递函数为

tc是惯性滤波的时间常数，且tc＝rc，差分变换可得上述惯性滤波基本公式，式中β＝tc/(tc+t0)，称为滤波平滑系数，t0为计算周期，与电源周期相同。通常采样周期远小于滤波器的时间常数，也就是输入信号的频率快，而滤波器的时间常数相对较大。惯性时间常数依据锁相精度的要求选定。电网频率或周期不变的情况下，tfk为固定值，即完全锁相同步且稳定后与电网周期完全相同。

内部同步时基的产生采用按准确电源周期tfk递增的方法。设以过零点为基准产生的内部同步时基当前过零时刻为tik，前一次过零时刻为ti(k-1)，则当前过零时刻tik＝ti(k-1)+tfk。

计算实际相位差与参考相位差差值：

计算电路捕获的过零信号与内部同步时基产生的过零信号时间差，也就是相位差，用角度表达

设定参考相位差为θi，求参考相位差θi和实际相位差θr的差值δθ

δθ＝θi-θr

调整内部同步时基当前过零时刻：

根据参考相位差和实际相位差的差值δθ调整内部同步时基的当前过零时刻tik。

tik＝ti(k-1)+tfk+δθ

每周期逐次调整内部同步时基的当前过零时刻tik可以保证内部同步时基当前过零时刻和消除畸变后的实际电网电压过零点的完全同步，且相位可调。相位可调是为了确定恰当的脉冲触发时刻，相位角α确定触发脉冲，相位角稳定能保证输出稳定。

第二次同步设定为内部振荡器产生的触发时基和内部同步时基的同步：

计算触发时间间隔：

在二次同步中，首先由内部振荡器产生触发时基，触发电路根据触发时基产生等间隔的触发脉冲，其中触发时基的触发时刻为tck，上一次触发时刻为tc(k-1)，触发隔为tck，即

tck＝tc(k-1)+tck

计算实际触发相位θcr与转化后参考触发相位α′的差值：

每一个电源周期，内部振荡器产生触发时基的触发时刻tck和内部同步时基产生时刻tik求差值转化为相位差可得

设定内部振荡器产生的触发时基和内部同步时基的同步参考相位差为α(0＜α＜360°)，当α＞60°时，内部振荡器产生的触发时基序列间隔为360°/n，为避免触发延迟需确认与内部同步时基触发后最近的触发时基位置，需将参考相位差α转化到内部同步时基触发后360°/n以内，即

α′＝α-[α/(360°/n)]

其中n是指根据整流器的不同结构出现的n倍频。计算转化后的参考相位差α′的差值与实际相位差θcr

δα＝α′-θcr

调整内部触发时基的触发时刻：

根据参考相位差和实际相位差的差值δα调整内部触发时基的触发时刻tck即

tck＝tc(k-1)+tck+δα

保证内部振荡器产生的触发时基和内部同步时基的完全同步，且相位可调。最后根据触发区间分配触发脉冲。

二、下面结合方法原理以三相全控整流器为例，对本发明的技术方案作进一步具体的说明。

如图1所示，是电网过零点抖动示意图，如图2所示是电网电压波形畸变实测图，针对电网电压波形畸变和严重干扰，导致可控硅整流触发电路过零点检查不准确和抖动的问题，应用上文所述双锁相同步的方法。

第一次同步设定为内部同步时基和实际电网电压过零点的同步；

步骤一：采集过零点并求得时间差；

步骤一中所述采集过零点即如图3和图4所示，外部过零检测电路连续检测经过简单滤波的电网电压过零点，电路捕获过零点时间，其时刻记为tk，同时利用屏蔽小于一个周期内包括电路干扰、电压畸变等产生的多次过零点信号，使得每个电源周期仅产生一次有效过零信号。将每一次捕获的过零点时刻tk与上一次捕获时刻tk-1求差值获得电源周期，即tk＝tk-tk-1。

步骤二：滤波得输出电源周期；

由于过零点抖动导致捕获时间不准确或抖动，获得电源周期tk不准确或抖动。因此通过对tk进行滤波处理，滤除干扰和抖动，得到稳定准确的电源周期值tfk。滤波可以采用惯性滤波，也可以采用其它滤波方法。本应用采用rc滤波电路进行惯性滤波，惯性滤波的基本公式如下

tfk＝αtk+(1-α)tf(k-1)

其中tfk是当前滤波输出电源周期，tf(k-1)是前一次滤波电源周期，tk是当前捕获的2个过零点的时间差，也是就受到干扰或波形畸变影响不准确或抖动的电源周期。惯性滤波的基本公式由rc网络构成的一阶惯性环节的传递函数变换而来。其传递函数为

tc是惯性滤波的时间常数，且tc＝rc，差分变换可得上述惯性滤波基本公式，式中α＝tc/(tc+t0)，称为滤波平滑系数，t0为计算周期，与电源周期相同。通常采样周期远小于滤波器的时间常数，也就是输入信号的频率快，而滤波器的时间常数相对较大。惯性时间常数依据锁相精度的要求选定。电网频率或周期不变的情况下，tfk为固定值，即完全锁相同步且稳定后与电网周期完全相同。

内部同步时基的产生采用按准确电源周期tfk递增的方法。设以过零点为基准产生的内部同步时基当前过零时刻为tik，前一次过零时刻为ti(k-1)，则当前过零时刻tik＝ti(k-1)+tfk。

步骤三：计算实际相位差与参考相位差差值；

计算电路捕获的过零信号与内部同步时基产生的过零信号时间差，也就是相位差，用角度表达

设定参考相位差为θi，求参考相位差θi和实际相位差θr的差值δθ

δθ＝θi-θr

步骤四：调整内部同步时基当前过零时刻；

根据参考相位差和实际相位差的差值δθ调整内部同步时基的当前过零时刻tik，为保证单位统一，将δθ转化为与时间tik相同的单位即：

tik＝ti(k-1)+tfk+δθ′

每周期逐次调整内部同步时基的当前过零时刻tik可以保证内部同步时基当前过零时刻和消除畸变后的实际电网电压过零点的完全同步，且相位可调。相位可调是为了确定恰当的脉冲触发时刻，相位角α确定触发脉冲，相位角稳定能保证输出稳定。

第二次同步设定为内部振荡器产生的触发时基和内部同步时基的同步：

步骤一：计算触发时间间隔；

在二次同步中，首先由内部振荡器产生触发时基，触发电路根据触发时基产生等间隔的触发脉冲，其中触发时基的触发时刻为tck，上一次触发时刻为tc(k-1)，触发隔为tck，即

tck＝tc(k-1)+tck

步骤二：计算实际触发相位与转化后参考触发相位α′的差值；

每一个电源周期，内部振荡器产生触发时基的触发时刻tck和内部同步时基产生时刻tik求差值转化为触发相位可得

本应用以三相全桥整流器为例，因此前文所述n＝6，内部振荡器按60°等间隔产生触发时基，内部触发时基与内部同步时基同步，其与内部同步时基的相位差由α角决定。

由于由α角决定的触发脉冲发出时刻处于不同的触发区间(将360°按60°分成6个触发区间)，同步校准按距内部同步时基之后最近的一个触发时刻校准，如图5所示，将α转化至同步时基后的第一个触发区间中。

相位差α转化到内部同步时基触发后60°以内，即

α′＝α-[α/60°]

计算转化后的参考相位差α′的差值与实际相位差θcr

δα＝α′-θcr

步骤三：调整内部触发时基的触发时刻；

根据参考相位差和实际相位差的差值δα调整内部触发时基的触发时刻tck，为保证单位统一，将δα转化为与时间tck相同的单位即：

tck＝tc(k-1)+tck+δα′

保证内部振荡器产生的触发时基和内部同步时基的完全同步，且相位可调。

最后根据触发区间分配触发脉冲。在如图6所示三相全控桥式整流电路中，将一个电源周期划分成6个宽度各为60°的区间，且令各个区间的起点位置均对应于各自然换相点，这些区间称为电源状态(记作s状态)，如图7所示。同步电路应能够向微机提供便于识别s状态的逻辑变量。如果三相全控桥α角的变化范围为0°～180°，初始设定六个晶闸管的导通顺序为vt1-vt2-vt3-vt4-vt5-vt6，，那么任何α给定值，任何s状态时，都能确定一对晶闸管导通。

例如：如图7所示，在s＝bc状态时，若0°≤α＜60°，则应触发晶闸管2、3；若60°≤α＜120°则应触发晶闸管1、2，若120°≤α＜180°则应触发晶闸管1、6，这样，电路中只需一个定时/计数器，形成宽度为60°的数字锯齿波，根据对s状态和α角的识别，即可完成对6只晶闸管的触发脉冲分配。

硬件方向分析：采样输出电压经电流型电压互感器vt1之后经过rc电路进行惯性滤波，输出信号经放大电路输入到dspic。电路捕获过零点时间产生触发信号按顺序触发可控硅开关管开通，具体硬件电路如图8所示。

本系统运用双同步调节模式可以保证在电网电压发生畸变的情况下，仍能准确跟踪过零点，并且根据偏差信号调整触发角相位，抑制过零点抖动产生问题。另外，前文所述实际电网电压过零点和内部同步时基的相位差θi是可依据实际需求调整。当接线方式发生变化时，θi可以保持为任一固定值，扩展了该方法的应用范围。