宽带声耦合薄膜BAW滤波器的制作方法

本发明涉及根据权利要求1的前序部分所述的宽带声耦合薄膜体声波(baw)滤波器。
背景技术：
在无线电领域如移动电话、无线网络、卫星定位等中广泛使用基于微声学和薄膜技术的射频(rf)元器件，例如谐振器和滤波器。它们相比于对应的集总元件的优点包括小的尺寸和可大规模生产的能力。用于射频器件的两种基本的微声技术是表面声波(saw)技术和体声波(baw)技术。在这一部分中将简单地介绍现有的滤波器技术以便提供本发明的背景。表面声波器件在图1a中示出了saw器件的示意图。在压电基板1上布图形成了叉指换能器(idt)2、3(薄膜金属条的梳齿样结构)。压电基板例如为石英、linbo3或litao3。idt用来通过压电效应将输入电信号vin转换成声波，同时在输出端口拾取声信号并将其转换回电形式。saw器件的操作频率取决于声波的速度以及idt电极的尺寸：f∝(ν/2p)其中，f为频率，p为idt的周期(见图1b)，而ν为表面波的速度。因此，如果速度保持为常量，则更高的操作频率要求更小的p。saw换能器典型地为周期性的，然而该周期可能比图1所示的更加复杂。体声波器件在baw器件中，采用压电晶片或薄膜内的声振动来处理输入电信号。器件中的用于薄膜的压电材料通常属于6mm对称群，例如zno、aln和cds。也可以采用其它的压电材料，例如石英、linbo3或litao3等。在图2a中显示了直接式安装的baw谐振器(smr)的示意性截面，在图2b中显示了自支撑式(膜型)谐振器的示意性截面。在smr中，由交替的高的和低的声阻抗(z)材料层构成的声布喇格反射器用来将压电薄膜中的振动与基板隔离开，并且阻止声泄漏。在膜器件中，通过在自支撑式膜上制造谐振器而实现了相同的功能。baw谐振器的面积通常由用于使器件与系统阻抗相匹配所需的静态电容来决定。滤波器可由谐振器通过将谐振器电连接来构造。一个通用的例子是梯型滤波器，其中谐振器以t型部分或π型部分相连(图3)。通过适当地设计谐振频率，就可以实现通带响应。增加上述部分的数量有助于加宽通带。带外信号抑制由谐振器结构的电容来决定，并且通常处于～25db的数量级。带内损耗主要由谐振器的q值所决定。振动模式和散布类型在声谐振器的压电层中，当以激励频率f扫描时会产生不同的体声振动模式。在baw器件中，体波的传播方向通常是沿着厚度轴(z轴)。粒子的位移或是垂直于传播方向(剪切波)，或是平行于传播方向(纵波)。体模式的特征在于可匹配到谐振器结构(压电层和电极)的厚度中的体波长λz的半波长的数量。另外，体模式可沿横向(垂直于z轴)传播，作为具有横向波长λ||的板波。这在图4a中针对两种体模式(纵波和剪切波)而示出。在有限大小的谐振器中，从谐振器边缘反射的板波可导致横向驻波，并因而导致横向谐振模式。baw谐振器的声学特性可通过散布曲线来描述，其中振动的横向波数k||表示为频率的函数。图4b显示了baw谐振器中的散布特性的例子。带有电极的(有源)区域的散布曲线由实线绘出，而无电极的(外部)区域的散布曲线由虚线绘出。在图中示出了其中压电层的厚度包括体振动的波长的大约一半的一阶纵向(厚度伸缩，te1)振动模式，以及其中体振动与厚度方向垂直并且在压电层厚度中包括一个声波长的二阶厚度切变(ts2)模式。其中te1模式具有随频率增大而增大的k||的这种类型的散布称作类型1。类型1的材料包括例如zno。氮化铝为固有的类型2(在图4b中，te1模式为下方的散布曲线，te2模式为上方的散布曲线)，然而如果具有适当设计的声布喇格反射器，则谐振器结构的散布曲线可裁剪为类型1。在图4b中，正值的k||表示真实的波数(传播波)，负值则对应于假想的波数(隐失波)。为了产生谐振，声能量必须被捕获在谐振器结构的内部。在厚度方向上，与基板的隔绝(反射器或气隙)确保能量的捕获。在横向方向上，在谐振器区域之外需要隐失波来捕获能量。能量捕获可以在频率fo1和fo2之间发生。在图4b中以阴影显示了针对te1模式的会发生能量捕获的频率范围，即fo2-fa。在类型1散布中，能量捕获更容易实现。因此，当使用aln作为压电材料时，反射器通常设计使得其将散布转换为类型1。这在一定程度上限制了声反射器的设计。由于横向波数k||在散布曲线上增加(横向波长增加)，因此在谐振器结构中出现了横向驻波谐振(板模式)。为了产生板模式，谐振器的宽度w必须等于板模式的半波长的整数倍：w＝n(λm/2)，对于模式m，其具有波数km＝2π/λm。baw器件中的声耦合可以通过电连接单端口的谐振器来制作滤波器，以形成梯型或格型滤波器。另一种可能性是在谐振器之间设置机械(声)耦合，这是通过将它们布置得彼此足够紧密以使声波从一个谐振器耦合到另一谐振器来实现。这种器件称作耦合谐振滤波器(crf)。在baw器件中，在堆叠式晶体滤波器(scf，见图5a)以及垂直耦合的crf(图5b)中使用了堆叠压电层之间的垂直声耦合。在scf中，两个压电层由中间电极分隔开。在垂直耦合的crf中，耦合层用来修改压电层之间的耦合强度。crf能够使用smr或气隙技术来制造。薄膜垂直耦合的crf已经显示出能给出相对宽带的频率响应(中心频率1850mhz下为80mhz，或中心频率的4.3％，图8a摘自g.g.fattinger,j.kaitila,r.aignerandw.nessler,“single-to-balancedfiltersformobilephonesusingcoupledresonatorbawtechnology”,proc.ieeeultrasonicssymposium,2004,pp.416-419)，其具备不平衡-平衡(巴伦)转换的性能。垂直耦合的crf的劣势在于需要大量的层以及针对压电层厚度的敏感度。这使得制造工艺困难，并且因而昂贵。baw中的横向声耦合(lbaw)可以通过两个或更多在薄层结构4上的压电层1(图6)上布置的狭窄电极以使得声振动可以沿横向从一个电极耦合到另一电极来实现。端口1、5处的输入电信号通过压电效应转换成机械振动。该振动机械地耦合而跨过间隙到端口2、6，并且产生了输出电信号。此例子中的电极为叉指状的(梳齿样)。耦合强度由结构的声学特性以及电极之间的间隙决定。带通频率响应由在lbaw结构中产生的两个横向驻波谐振模式形成，如图7中针对双电极结构所示。在偶模式谐振中，两个电极同相地振动，而在奇模式谐振中，它们的相位相反。对于类型1谐振器来说，具有更长波长的偶模式在频率上小于更短波长的奇模式。两种模式之间的频率差决定了能够达到的滤波器的带宽，并且取决于结构的声学性质和电极尺寸。垂直crf的缺点在于它们的制造困难且成本昂贵，即，它们需要若干层，并且对压电薄膜的厚度很敏感。因此，lbaw具有优势，这是因为其具有简单的制造工艺，且操作频率主要由压电层的厚度决定(虽然也更小程度上由电极的几何形状决定)。然而迄今为止，所得到的带宽太窄了，即，中心频率的2％-3％。lbaw滤波器的一个问题是通带的平缓斜边，这限制了元器件的应用领域。如果能使斜边陡峭，则lbaw滤波器的竞争性能可显著提高。技术实现要素：本发明的一个目的是提供一种基于薄膜技术和压电薄膜的宽带声耦合体声波(baw)滤波器。本发明的实施例的一个方面在于，滤波器可在ghz的频率范围内操作。更具体地说，根据本发明的滤波器的特征如权利要求1的特征部分所述。通过本发明获得了显著的优点。通过本发明的实施例所获得的优点的例子如下所述。可以实现ghz频率下的宽的频带宽度。至少在一些实施例中，频带宽度优于已知的声波元器件。本发明还包括能够在高频率、如1-5ghz下操作滤波器的实施例。由于频率主要由膜厚度来决定，因此这意味着光刻不再必须是一个主要的限制因素，如同对于saw元器件一样。通过至少一些实施例所实现的其它优点有，相对于竞争性的耦合谐振baw技术而言的相对简单的制造工艺，例如建立仅有一个压电层的baw工艺，与例如saw和梯型baw元器件相比更小的元器件尺寸，以及与例如梯型baw元器件相比较高的带外抑制。本发明的一个或多个实施例的另一目的是提供一种涉及到使lbaw滤波器的阻带衰减陡峭化的技术方案。另外，一些实施例提供了一种技术方案，其允许远离通带的陡峭阻带，并且与已知的技术方案相比占据更少的空间。这至少部分地因在这里提供的更简单的构造而成为可能。额外地还提供了一种技术方案，其允许巴伦操作和从一个端口到另一端口的阻抗的变化。根据一个实施例，公开了一种具有宽的(例如相对于中心频率为5％)通带的带通滤波器，其采用压电体声波(baw)谐振器之间的横向声耦合来实现。该器件优选设计成使得采用一种体波模式(如一阶纵向厚度模式)来产生通带。通过正确地设计声学和电学特性，可以在ghz频率、例如1-5ghz下获得与目前已知的声滤波元器件、即表面声波(saw)或体声波(baw)器件相当的或比其更宽的带宽。这些实施例中的一些优点通过与滤波器串联式地或并联式地增设一个或多个声谐振器来实现。因此，通过使用谐振器的操作频率，可以在滤波器的频率响应中产生深坑，这增大了通带边缘的陡峭度和通带附近的阻带衰减。还存在一些上述可行性会带来益处的应用。在通带之上和/或之下增设零点使通带的边缘陡峭化，并且改善了阻带衰减。通过并联谐振器中的并联谐振和串联谐振器中的串联谐振，可以减少通带衰减或增大带宽。这样，优选的是将频率选择为使得并联谐振器产生通带之下的零点，并且串联谐振器产生通带之上的零点。lbaw谐振器中的阻带衰减随着远离通带而增大，而例如在梯型滤波器中，阻带衰减则下降，或保持在由谐振器的电容所决定的水平。此外，lbaw滤波器可实现滤波器内的巴伦功能性而不需要单独的元器件。此处可以实现具有陡峭的通带和简单的制造工艺的巴伦滤波器。谐振器也可用作lbaw滤波器的匹配元件。与具有陡峭通带的纯梯型谐振器相比，本发明的实施例的不同点在于声耦合的类型和滤波器的构造。lbaw+谐振器可占据更小的空间，这是因为所需的谐振器更少，并且远离通带的阻带衰减更佳。附图说明在下文中将通过示例并参考附图来描述本发明。图1a为saw器件的示意图，图1b为saw叉指换能器的示意图。图2a显示了直接式安装的baw谐振器，图2b显示了气隙式baw谐振器。图3显示了谐振器的电连接的示意图，其中图3(a)为t型部分，图3(b)为π型部分，图3(c)为5极/2部分的梯型滤波器。在谐振器之间无声连接。图4a显示了两种体模式(纵向模式和剪切模式)的体模式传播，图4b显示了baw谐振器的散布曲线的示意图。图5a是堆叠晶体滤波器的示意图，图5b是垂直smr型bawcrf的示意图。图6是双电极smrlbaw结构的示意图。图7a是双电极lbaw的操作原理的示意图。图7b是双板模式(奇和偶)产生了双极滤波响应。图8a显示了垂直耦合的crf的电响应的例子。在该例子中，最小的插入损耗为1db，并且3db带宽为～80mhz(1850mhz中心频率的4.3％)。图9显示了由申请人设计和制造的31电极的lbaw的显微图像。电极宽度w＝2μm，间隙宽度g＝2μm，电极长度l＝200μm。图10显示了针对该示例性滤波器的电极区域所计算的散布曲线。te1截止频率为～1850mhz。ts2k＝0频率为～1780mhz。图11显示了针对该示例性滤波器堆叠的外部区域所计算的散布曲线。te1截止频率为～1935mhz。ts2k＝0频率为～1808mhz。图12显示了由申请人设计和制造的31电极的lbaw滤波器的测量电频率响应。采用了匹配于在两个端口处的并联有5nh的120ω的后测量(使用软件)。中心频率为1988mhz，最小插入损耗为2.1db，相对的3db带宽为97mhz(中心频率的4.9％)。图13以示意图和电路图显示了谐振器与lbaw滤波器的连接。图14显示了针对谐振器的模拟频率响应。图15显示了针对双指式lbaw滤波器的模拟频率响应(黑色)、输入端中的并联谐振器的模拟频率响应(深灰色)，以及输出端中的并联和串联谐振器的模拟频率响应(浅灰色)。图16显示了针对双指式lbaw滤波器的模拟频率响应(黑色)、输出端中的并联谐振器的模拟频率响应(深灰色)，以及输出端中的并联和串联谐振器的模拟频率响应(浅灰色)。图17显示了针对双指式lbaw滤波器的模拟频率响应(黑色)、输入端中的并联和串联谐振器以及输出端中的并联谐振器的模拟频率响应(深灰色)，以及输入端和输出端中的并联和串联谐振器的模拟频率响应(浅灰色)。图18显示了针对九指式lbaw滤波器的模拟频率响应。图19显示了针对九指式lbaw滤波器的模拟频率响应，该滤波器具有输入端中的串联和并联谐振器(深灰色)以及输出端中的串联和并联谐振器(浅灰色)。图20显示了针对九指式lbaw滤波器的模拟频率响应，其阻带衰减随着频率远离通带而得到改善。具体实施方式此处描述的滤波器基于图6所示的smrlbaw结构。在此例子中，电极为叉指状(梳齿样)，但是其它的几何形状如圆形同样是可行的。根据示例性实施例的lbaw滤波器设计成在一阶厚度伸缩的te1模式下工作。这是因为许多压电薄膜材料具有在厚度方向上更强的电机械耦合，这意味着纵向振动有效地耦合到在压电层的厚度上的电激励。基于如下所述的示例性滤波器，用于产生宽带响应的示例性结构的特征在于：baw结构，其包括声布喇格反射器4、电极和压电层。虽然在该示例中所使用的压电材料为aln，然而也可使用其它6mm对称群压电材料，例如zno。此外，也可以使用其它压电材料的薄膜形式，例如已知的saw材料，如linbo3、litao3。baw结构的特征还在于其具有类型1散布。滤波器结构具有带两个端口的叉指型电极结构，在该例中可使用金属，然而也可以使用其它导电性材料，在薄膜压电层上沉积了电极5和6。电极结构设计成使得电极交替地与端口1(输入端)2和端口2(输出端)3相连。在一个实施例中，电极5和6的数量总共为31个。它们的宽度为3μm，电极之间的间隙为2μm，电极的长度为200μm。为清楚起见，层堆叠的具有顶部金属的不同区域将称为电极区域。不具有顶部金属且处于电极之外的区域将称为外部区域。根据一个实施例，薄膜层堆叠如下地设计。由顶部电极的厚度和材料密度所决定的顶部电极的质量负载使得电极区域的te1模式的k||＝0频率和外部区域的ts2模式的k||＝0频率之间的频率差很小。更具体地说，其使得外部区域的ts2模式的k||＝0频率是电极区域的te1截止频率的95％-99％。在该示例中，外部区域的ts2模式的k||＝0频率为97.3％。外部区域的ts2模式的k||＝0频率和外部区域的te1模式的k||＝0频率之间的频率差设计成较大，例如为电极区域的te1模式截止频率的5％-15％。在本示例中，频率差设计为6.7％。根据本发明的一些实施例，ts2和te1之外的频率距离大于或者等于98％，更具体地在98％和99.5％之间，尤其更具体是如图4b所示地为98.9％。类似地，该频率距离表达为te1和ts2的k＝0频率之间的频率差：(电极te1-外部ts2)/外部ts2应当较小，例如处于1％的数量级。作为一个示例，所述频率距离优选在0.2％到2.1％之间，尤其是在0.5％到1.8％之间，更好地在0.8％到1.5％之间，尤其更好地如图4b所示地为1.1％。必须适当设计的另一特征是电极拓扑。电极拓扑应当设计成使得间隙宽度g可保证偶模式下的良好耦合。例如，至少对于最普遍的应用来说，在所需的偶谐振模式下的间隙中，间隙宽度应当设计为隐失声波的衰减长度(即在该长度处振幅a＝a0*1/e，其中a0为原始振幅)的20％-120％，优选为25％-110％。虽然在本示例中采用了smr型结构，然而本发明并不限于这种类型的结构。也可以使用其它类型的结构，例如气隙型结构，只要声学特性被适当地设计即可。此外可使用te1以外的其它体振动模式。然而，驱动电场与所用的体声模式的压电耦合应当优选为足够强，使得能够得到低的损耗。备选地，间隙宽度g可确定为相对于压电层厚度d均一化。例如，g可设计成d的25％-200％。在本示例中，g设计成d的102％。电极宽度w设计成使得多个半波长不能匹配于电极宽度内。例如，w设计成小于所需的奇谐振模式下的横向声波的波长λodd。电极的数量n、电极宽度w和间隙宽度g设计成使得可以实现偶模式谐振频率下的横向声波的所需波长。也就是说，n*w+n*g＝λeven/2，其中λeven是偶模式谐振频率下的横向声波的波长。对于本示例而言，n＝31，w＝3，并且g＝2。此外，结构的总宽度n*w+n*g使得捕获在结构中的最高阶模式为所需的奇模式谐振。电极宽度w设计成使得能够得到在所需的奇模式谐振频率下的横向声波的波长λodd。例如，w等于λodd的25％-50％。下表1-3限定了根据本发明的典型实施例的用于薄膜层的可接受的厚度范围。首先在操作频率f下相对于压电材料中的声波长(λ)而确定压电层厚度d(最小值和最大值)。然后，相对于压电层厚度来限定顶部电极(tope)、底部电极(bote)和最上方反射层(m1)的厚度(最小值和最大值)。tope、bote和m1在图6a中大致示意性地标出。最上方反射层m1之下的反射层设计成使得可以得到所需的波反射性。例如，起始点可以是等于材料中声波长的四分之一的厚度。器件的操作取决于这些层厚度的组合。因此，这些厚度不是独立的。不止一层可对一种声学或散布特性起作用，并且一层也可对几种特性起作用。表1宽范围的层厚百分比表2中等范围的层厚百分比表3窄范围的层厚百分比表3是本示例的代表。当如同在本示例中那样将压电层厚度选择成1960nm(λ的35％)时，不同的范围提供了表4-6中的下述层厚度(单位为nm)。表4宽范围的层厚值层典型材料最小层厚(nm)最大层厚(nm)压电aln1960topeal67294botemo112784m1sio28231372表5中等范围的层厚值层典型材料最小层厚(nm)最大层厚(nm)压电aln1960topeal96202botemo223568m1sio29211235表6窄范围的层厚值层典型材料最小层厚(nm)最大层厚(nm)压电aln1960topeal112186botemo294372m1sio29801137一旦选择了设计，就确定了是否实现了与系统阻抗水平的匹配。在需要时可对设计即n、w和电极长度进行修改，使得能够在通带内保持所需损耗水平的同时实现与系统阻抗水平的匹配。通过在滤波器之前和/或之后增设并联和/或串联的谐振器，可以改善通带边缘的陡峭度。具有测量结果的示例性滤波器这里将描述一个示例性的例子，连同来自该示例性滤波器的相应测量结果。下面将描述滤波器的结构。本示例的滤波器包括薄膜堆叠。在表7中按从下到上的顺序给出了声堆叠的名义薄膜层的厚度。该示例的滤波器的基底为硅。所用的电极结构为叉指型，并且类似于图1b所示。本示例的微观图像也在图9中示出。电极5和6的总数n＝31，电极宽度w＝3μm，间隙宽度g＝2μm，电极长度l＝200μm，探针焊盘大小为150μm×150μm。虽然在图1b和在如下图9中所示的元器件中电极宽度w和间隙宽度g是恒定的，然而该结构并不必限于恒定的w/g和/或恒定的周期。表7测量器件中的堆叠的名义层厚度层sio2wsio2wsio2moalnal厚度(nm)79050562051010303001960150在图10和11中示出了针对电极区域和外部区域的计算的散布通过矢量网络分析仪(hp8720d)进行片上的s-参数测量。测量在50欧的系统阻抗下进行。在测量后对所测结果进行匹配(在matlab中)。在图12中绘出了插入损耗il＝20log10(|s21|)。在1-5ghz的频率范围内，2ghz下的带宽为5％。这可与最接近的现有技术版本中的2ghz下的4％相当。因此，在本示例中实现了25％的带宽增加。本领域的普通技术人员可以立即认识到这种2ghz下的带宽增加代表了显著的进步。此外，当察看2ghz下的所需图案分辨率时，本示例的关键尺寸大于1μm。与2ghz下的标准saw耦合谐振滤波器(具有大约0.5μm的所需关键尺寸)相比，可以看到采用本实施例在分辨率要求方面有超过100％的提高。在这里采用zno作为压电材料而提供了第二示例。该示例性滤波器的薄膜堆叠显示于表8中。表8第二示例性器件中的从下到上的层厚度由表8的示例性堆叠(电极数量n＝31，电极宽度w＝6μm，间隙宽度g＝3μm)所得到的模拟匹配通带宽度在1933mhz的中心频率下为90mhz(4.7％)。通过用气隙来替代先前示例(表8)中的反射器堆叠而得到了另一示例。也就是说，去除了底部电极(mo)之下的所有层。在n＝11，w＝6μm，g＝3μm的情况下所得到的模拟匹配带宽在1933mhz的中心频率下为114mhz(5.9％)。此外，文献“laterallycoupledsolidlymountedbawresonatorsat1.9ghz’.julkaisussaproceedingsofinternationalultrasonicssymposium2009.ieee,2009s.847-850bymeltausetal.”通过引用整体地结合于本文中。修改通带边缘的陡峭度横向声耦合滤波器(lbaw)相对于由单独的谐振器构成的梯型滤波器具有若干优点。这些优点包括更小的尺寸、更好的阻带衰减、能够不需要单独的元器件而可实施从平衡信号到不平衡信号的(巴伦)转换，以及可以改变端口之间的阻抗水平。然而，lbaw滤波器本质上具有比例如梯型滤波器更平缓的通带边缘，这限制了它们的可能应用。如图13-20所示，在输入端和输出端中采用串联和/或并联baw谐振器来定位零点，即lbaw滤波器的频率响应中的衰减峰。衰减峰的频率可通过改变谐振器的质量负载来确定。例如，可以通过蚀刻aln层、在谐振器之上生长额外的材料或者本领域已知的其它适当方式来完成该改变。可以使用串联和并联谐振器的各种组合来形成终端响应。此外，可以通过谐振器的尺寸来调节器件的阻抗，即匹配。图13-20显示了如何在简单的串联和并联谐振器的帮助下来形成lbaw滤波器的频率响应。通过在通带的两侧设置零点，通带的边缘可以更陡峭，同时仍保持良好的带形。谐振器还改善了通带附近的阻带衰减，并且用作匹配电路。图13显示了具有串联和并联谐振器的lbaw滤波器的示意图。可以为各种结构选择最适合的滤波器组合。滤波器具有压电层111、位于lbaw滤波器114的输入端处的并联谐振器112和串联谐振器113，以及位于lbaw滤波器114的输出端处的串联谐振器115和并联谐振器116。声串联谐振器113、115和/或声并联谐振器112、116可连接到输入端和输出端。可以采用所描述的谐振器的各种组合。在并联谐振器112、116中，下方电极接地。在串联谐振器113、115中，信号传输至下方电极。图14-20所示的下述模拟基于声薄膜堆叠，其(从基底开始向上的)材料和膜厚列于下表9中。表9模拟中使用的薄膜堆叠材料sisio2wsio2wsio2timoalntiwal厚度(nm)基底786505621507102925296196017106串联谐振器113、115和并联谐振器112、116的频率可以改变，使得谐振器的串联和并联谐振在所需的频率处发生。可通过改变一个或多个薄膜的厚度来调节频率。通过薄化来改变压电薄膜的厚度，或者可在谐振器的上方生长材料以形成质量负载，在这种情况下谐振频率将降低。图14显示了采用1d模型模拟的三个baw谐振器的频率响应。黑色曲线是由表1中的堆叠所产生的谐振响应121。浅灰曲线122对应于频移谐振器，其具有薄化至1900nm的aln层。该谐振器在模拟中用作并联谐振器。深灰曲线123对应于已被相应地薄化至1810nm的频移谐振器。该谐振器在模拟中用作串联谐振器。图14中的模拟频率响应是针对采用表1中的堆叠(黑色)的大小为100μm×100μm的谐振器。未修改的谐振器的串联谐振121a的频率为1815mhz，并联谐振121b的频率为1860mhz。浅灰和深灰曲线是针对频移谐振器的模拟响应。并联谐振器的串联谐振122a已经移至低于通带的1850mhz，使得并联谐振122b处于1900mhz的频率下，即它处于通带上。串联谐振器的串联谐振123a为1905mhz(处于通带上)，并联谐振123b为1960mhz(高于通带)。滤波器的响应在并联谐振器的串联谐振频率处以及在串联谐振器的并联谐振频率处接受到很强的衰减。在不考虑1d模拟的实际二维谐振器中将产生不希望有的横向响应。为了保证最佳的响应，优选在谐振器中使用一些会衰减横向谐振形状的结构。下面的模拟提供了两种不同的lbaw结构的响应，以及谐振器对电频率响应的影响。图15属于双指型lbaw滤波器。在图中，基于表1的堆叠的双指型lbaw滤波器的模拟频率响应显示为黑色曲线131。该响应匹配于500欧的阻抗。在通带的右侧有由声学结构产生的零点，但通带的下边缘非常平缓。如果在结构的输入端处添加并联谐振器112，即图14中的响应122，则会在通带之下的串联谐振频率(1850mhz)处产生强衰减峰，其如图15中的深灰色响应132所示。因此，阻带衰减在通带之下提高了超过10db，而在通带之上提高了约7db。然而如所见的那样，带宽同时有一些降低。当在输入端处也添加串联谐振器113，即图14中的响应123时，在其并联谐振频率(1960mhz)处得到衰减峰。与仅设置并联谐振器112相比，通带上边缘的陡峭度得到改善，并且阻带衰减提高了几db。图15用黑色曲线显示了双指型lbaw滤波器的谐振响应131，用深灰曲线显示了在滤波器131的输入端处设有并联谐振器的谐振响应132，以及用浅灰曲线显示了在滤波器131的输入端处设有并联和串联谐振器的谐振响应133。图16显示了输出端口处的相同谐振器组合。图16用黑色曲线显示了双指型lbaw滤波器的谐振响应141，用深灰曲线显示了在滤波器141的输出端处设有并联谐振器的谐振响应142，以及用浅灰曲线显示了在滤波器141的输出端处设有并联和串联谐振器的谐振响应143。并联谐振器将会具有如同在输入端口处几乎相同的效果，而串联谐振器将在响应中形成峰。图17显示了其它的一些可能性。图17用黑色曲线显示了双指型lbaw滤波器的谐振响应151，用深灰曲线显示了在输入端处设有并联和串联谐振器以及在输出端处设有并联谐振器的谐振响应152，以及用浅灰曲线显示了在输入端和输出端处均设有并联和串联谐振器的谐振响应153。如果在输入端处增设串联和并联谐振器以及在输出端处增设并联谐振器，则可以获得最佳的结果。通过这种构造，可以显著地改善带边缘的陡峭度。阻带衰减在通带之下提高了大约30db，而在通带之上提高了大约15db。同时，通带宽度有一定程度的降低。根据本示例，该降低为如下所述：对5db的绝对通带而言为55mhz(2.9％)->42mhz(2.2％)，其中百分比是相对于1900mhz的频率而言。根据图18-20的示例涉及到九指型lbaw滤波器。如图所示，通过增加指的数量，可以增加滤波器的带宽。图18使用黑色曲线来表示基于表1所示堆叠的九指型lbaw滤波器的模拟频率响应161，该响应与100欧的阻抗相匹配。5db的绝对带宽为78mhz(4.1％)，但通带的两个边缘均非常平缓。通过增设并联谐振器，例如在输入端处提供频率响应122，就可以得到深灰色频率响应曲线162，其中在1850mhz的频率处具有衰减峰。在输入端处具有示例性频率响应123的串联谐振器由浅灰曲线163示出，其中在1960mhz的频率处具有衰减峰。输入端处的两个谐振器产生了深灰曲线164，其中在两个频率处存在峰。如所见的那样，通带的上边缘更宽且形状更佳，即插入衰减更小。阻带衰减在通带之下提高了大约3db，而在通带之上提高了大约2db。与梯型滤波器不同，阻带衰减随着远离通带频率而增加。在图19中对输入端和输出端处的串联和并联谐振器进行了比较。图19采用黑色曲线来表示基于表1所示堆叠的九指型lbaw滤波器的模拟频率响应171。输入端处的两个谐振器形成了深灰曲线172，其中在前一示例的频率1850mhz和1960mhz处存在峰。另一方面，根据浅灰曲线173，在输出端而非输入端处增设两个谐振器弱化了阻带衰减。图20采用黑色曲线来表示基于表1所示堆叠的九指型lbaw滤波器的模拟频率响应181。输入端处的两个谐振器形成了深灰曲线182，其中在前一示例的频率1850mhz和1960mhz处存在峰。除了上述以外，根据浅灰曲线183，在输出端处增设并联谐振器稍微改善了响应。所实现的滤波器的5db绝对带宽为77mhz(4％)。阻带衰减随着频率远离通带而增加。如图14-20所示，使用不同组合的谐振器允许对lbaw频率响应进行修整。虽然这里显示了一些谐振器的组合，然而基于所公开的描述，本领域的普通技术人员将认识到其它的组合和子组合，其能够在不脱离本发明的范围的前提下实现与这里提出的组合相同或相似的目的。本发明不限于这里所述的示例性例子。示例性例子和实施例仅显示了根据本发明设计的滤波器的有益效果。然而，本领域的普通技术人员将认识到这里所述的元件的明显变化和组合，这并不脱离本发明的范围。通常，为了得到根据本实施例的具有一些或全部所需的有益效果的滤波器，通常应当在滤波器设计中设计或考虑如下：正确的声学特性、即散布，在结构中捕获了te1模式(外部区域优选具有处于操作频率范围内的隐失波)，奇、偶谐振模式之间的最大频率差，偶模式下的长横向波长(电极之外的长衰减长度)，针对低损耗的足够高的q值，适当的电极设计，奇模式被捕获，保证制造公差不是关键性的，如间隙不太窄，匹配电极长度和电极数量(阻抗不过高)，选择足够小的元器件尺寸，保证没有会在通带中产生凹部的中间横向模式。当考虑到上述的一些或全部因素时，可以产生具有特别宽的通带和简单的制造工艺的滤波器。使用更宽的电极和间隙，可得到的宽带给设计带来了自由度。更多电极将匹配降至50欧。使用匹配电感或其它匹配元件的需要更少，并且对间隙宽度的要求放松以便更容易制造。当具有足够的带宽以牺牲一部分带宽时，可以实现更好的性能(更少损耗等)。也可以使用6mm对称群以外的其它材料，例如薄膜形式的压电saw材料，如linbo3、litao3。另外，操作频率并不主要依赖于电极尺寸，而是依赖于薄膜厚度。因此，高频率操作是可能的，并且光刻不是限制因素。如上所述，薄膜堆叠和电极几何形状可以设计成使得散布特性对于宽带操作来说是有利的。在偶谐振模式下的长波长和良好的声耦合可以通过使电极区域的te1曲线(如果te1是操作模式的话)接近于间隙区域的ts2曲线来保证。这使得在偶模式下在间隙中具有长的衰减长度。同时，模式捕获在电极结构中的频率范围变得更宽。此外，可以采用较大数量的电极(n>10)来得到偶模式下的长波长(低频率)和奇模式下的短波长(高频率)。由于在这里所述的复杂结构(多层、横向拓扑)中的散布和波形受到若干因素(层材料和厚度、横向几何形状)的即时影响，并且其中的一些具有相反的效果，因此几乎不可能通过反复试验得到最佳的设计。如此，设计者必须有一个如这里公开的涉及需要改变特性的清楚思路，以便能够形成根据本发明的有用的滤波器。本发明并不限于这里描述的示例性实施例和例子。它们仅用于帮助描述本发明。在本申请所要求优先权的美国临时申请61/392955中描述了其它的例子，该申请通过引用整体地结合于本文中。在不脱离本发明的范围的前提下，本领域的普通技术人员将认识到在制造工艺、重复次数、新颖产品的类型等方面的众多改进。当前第1页12