一种基于多MOS管串联的精确幅度高压方波产生电路的制作方法

本发明属于信号处理信技术领域，更为具体地讲，涉及一种基于多mos管串联的精确幅度高压方波产生电路。

背景技术：

当我们需要产生十伏以上至几百伏的精确幅度高压方波时，斩波电路是很好的选择。图1是产生正方波的斩波基本电路。驱动信号为低压正方波，其频率决定了输出方波的频率。当输入信号由低电平变为高电平时，此时斩波管导通，输出被强制拉到低电平；当输入信号由高电平变为低电平时，此时斩波管关断，输出被拉回输入直流电平。

图2是产生负方波的斩波基本电路，驱动信号为低压负方波，分析方式同产生正方波的斩波基本电路大同小异，这里就不再赘述了。

对于大多数应用而言，除了对输出电压值有要求以外，我们还要求输出的方波信号有较快的上升沿和下降沿，即较短的上升时间和下降时间。在电力电子器件中mos管的开关速度是最高的，因为mosfet为多子导电，不存在少子存储效应，所以其开关速度非常高，开关时间在10-100ns之间，工作频率能达到100khz以及以上。一般电气手册中查不到最大工作频率，但可以通过导通和关断的时间来推算出来。

当我们需要使用mos管来构建斩波电路输出高压方波时，对于mos的参数我们往往更关注的是mos管的耐压值和管子的导通时间与关断时间。若想使mos管的导通时间与关断时间达到该mos管所能达到的最优值，必须给mos管提供接近参数最大漏极电流值的漏级电流。但我们面临的问题是，那些有较高耐压值的mos管普遍有较大的最大漏极电流值。当该参数值过大时，我们很难在输出高电压的同时提供如此大的电流值，也就很难满足我们需要的上升时间和下降时间要求。

而对于那些最大漏极电流值较小的mos管来说，耐压值终究是有限的，面对几百伏的输出电压值的高压方波应用要求，我们寻求的是多个mos管串联输出解决方案。

技术实现要素：

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于多mos管串联的精确幅度高压方波产生电路，通过多级mos管串联方式来产生方波信号，且输出的高电平电压值精确可控。

为实现上述发明目的，本发明一种基于多mos管串联的精确幅度高压方波产生电路，其特征在于，包括：n级mos管组成的子电路串联构成；

其中，第一级子电路包括驱动电阻r1、匹配电阻rp、匹配电容c和第一级mos1管；

所述的mos1管的栅极分别与驱动电阻r1、匹配电阻rp、匹配电容c连接，驱动电阻r1的另一端与输入的驱动信号连接，匹配电阻rp和匹配电容c的另一端接地；mos1管的源极接地，mos1管的漏极与mos2管的源极相连到分压电阻r3上，再接地；

第二级至第n-1级子电路的结构相同，均包括分压电阻rk3、限流电阻rk2和mosk管，k＝2、3……，n-1；

所述的mosk管通过上下两级mos管的漏极与源极相连方式将第二级至第n-1级子电路中mosk管串联；在每一级子电路中，将所有分压电阻rk3串联后再与第n级的分压电阻rn3串联，然后接入至输入电压，串联后的分压电阻rk3的另一端连接到分压电阻r3上，再接地；每一级中的分压电阻rk3的另一端分别接本级中mosk管的源极；将所有限流电阻rk2串联后再与第n级的限流电阻rn2串联，然后接入至输入电压，串联后的限流电阻rk2的另一端连接到限流电阻r2上，再接地；每一级中的限流电阻rk2的另一端分别接本级中mosk管的栅极；

第n级子电路包括输入电阻r4、分压电阻rn3、限流电阻rn2和mosn管；

所述的mosn管的源极与mosn-1管的漏极相连，并通过分压电阻rn3再接入至输入电压，漏极接电路的输出端口，栅极接限流电阻rn2再接入至输入电压；输入电阻r4连接输入电压和电路输出端口；

驱动信号通过驱动电阻r1输入至高压方波产生电路，当驱动信号为低电平时，mos1管处于关断状态，此时，输入电压通过多个分压电阻形成了固定分压，每一级中各个mos管的源极电压值和栅极电压值相同，因此导致后面多级mos管均处于关断状态，输出电压通过输入电阻r4直接通过电路输出端口输出，而电路耐压值等于多个mos管耐压值之和，进而整个电路输出高电平；当驱动信号为高电平时，mos1管处于导通状态，此时mos1管的栅极电压大于源极电压，于是各个mos管由下至上依次导通，此时电路输出为低电平，各个mos管上没有压降。

本发明的发明目的是这样实现的：

本发明基于多mos管串联的精确幅度高压方波产生电路，通过多级mos管构成斩波电路，而多管串联使得电路耐压值足够高，较高的输入电压值和较低的输入电阻值保证了较高的输入电流，从而使得输出的高压方波上升时间和下降时间均在100ns以内，驱动信号经高压放大器放大后作为输入，其输出的方波信号的频率取决于驱动信号的频率和mos管开关频率的上限。

同时，本发明基于多mos管串联的精确幅度高压方波产生电路还具有以下有益效果：

(1)、快速实现正方波输出、负方波输出和对称方波输出之间的切换，输出对称方波时在正方波输出后面串联输出电容即可，输出负方波时使用继电器使外部浮地与内部直流输入相连，外部输出与内部地相连，不需要提供高负压输入，实现高灵活性的同时简化了电路结构；

(2)、驱动管对于驱动电流的需求很小，利用dds加pindriver的驱动电路结构可实现精准的驱动信号频率控制，从而产生不同频率的精确幅度高压方波，其中dds可由fpga内部逻辑代替，该驱动方式减小了布板面积并提高了驱动效率，使得电路可以使用较简单的结构实现精确化的控制；

(3)、斩波电路输出高压方波时对于输入电流值的要求较高，而多管串联的方式并不会增加这一负担，同时可由多个高压放大器并联的方式实现高输入电流这一目标，只要在各个高压放大器的输出端正向串联二极管即可。

附图说明

图1是产生正方波的斩波基本电路；

图2是产生负方波的斩波基本电路；

图3是本发明基于多mos管串联的精确幅度高压方波产生电路原理图；

图4是本发明中两个mos管的串联电路；

图5是本实施例在输出上升沿处展开的波形；

图6是本实施例中改善后的上升沿波形；

图7是本实施例在输出下降沿处展开的波形；

图8是本实施例中改善后的下降沿波形。

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。

实施例

图3是本发明基于多mos管串联的精确幅度高压方波产生电路原理图。

在本实施例中，如图3所示，采用四级mos管串联方式来产生精确幅度高压方波，下面我们结合图3对本发明一种基于多mos管串联的精确幅度高压方波产生电路进行详细说明，该电路由四级mos管组成的子电路串联构成；

其中，第一级子电路包括驱动电阻r1、匹配电阻rp、匹配电容c和第一级mos1管；

所述的mos1管的栅极分别与驱动电阻r1、匹配电阻rp、匹配电容c连接，驱动电阻r1的另一端与输入的驱动信号连接，匹配电阻rp和匹配电容c的另一端接地；mos1管的源极接地，mos1管的漏极与mos2管的源极相连到分压电阻r3上，再接地；

第二级和第三级子电路的结构相同，均包括分压电阻r23、r33，限流电阻r22、r32和mos2管、mos3管；

通过将第二级mos2管的漏极与第三级mos3管的源极相连的方式，将第二级和第三级子电路中mos管串联；在每一级子电路中，将分压电阻r23、r33串联后再与第四级中的分压电阻r43串联，然后接入至输入电压，串联后的分压电阻r23、r33的另一端连接到分压电阻r3上，再接地；分压电阻r23、r33的另一端分别接本级中mos管的源极；在每一级子电路中，将限流电阻r22、r32串联后再与第四级中的限流电阻r42串联，然后接入至输入电压，串联后的限流电阻r22、r32的另一端连接到限流电阻r2上，再接地；限流电阻r22、r32的另一端分别接本级中mos管的栅极；

第四级子电路包括输入电阻r4、分压电阻r43、限流电阻r42和mos4管；

mos4管的源极与mos3管的漏极相连，并通过分压电阻r43再接入至输入电压，漏极接电路的输出端口，栅极接限流电阻r42再接入至输入电压；输入电阻r4连接输入电压和电路输出端口；

驱动信号通过驱动电阻r1输入至高压方波产生电路，当驱动信号为低电平时，mos1管处于关断状态，此时，输入电压通过多个分压电阻形成了固定分压，每一级中各个mos管的源极电压值和栅极电压值相同，因此导致后面多级mos管均处于关断状态，输出电压通过输入电阻r4直接通过电路输出端口输出，而电路耐压值等于多个mos管耐压值之和，进而整个电路输出高电平；当驱动信号为高电平时，mos1管处于导通状态，此时mos1管的栅极电压大于源极电压，于是各个mos管由下至上依次导通，此时电路输出为低电平，各个mos管上没有压降。

除了图3中四个mos管串联，还可以用同样的方式使用更多的mos管串联进一步提高斩波电路的总耐压值。对于高压电路来说，输入电阻和分压电阻有时需要在低阻值的同时承担高压差，高功率的被釉电阻或水泥电阻或许是好的选择，尽管他们的体积往往会比较大。

影响上升时间和下降时间的因素有很多，除了mos管本身的制作工艺，驱动信号的上升沿和下降沿的质量也直接影响了输出信号的波形质量。电路中的分布参数和继电器、输出接头等元件，也会对输出波形的边沿时间造成一定的影响。这就需要我们选择合适的斩波管和驱动芯片，布局布线时也要注意尽量对称以减小回路中的分布电容和分布电感。下面我们将着重探讨在斩波电路设计中，那些影响输出波形边沿时间的因素，及如何改善的问题。

经过大量实验证明，在mos管型号选定之后，斩波电路中影响方波上升时间的最主要因素是输入电流的大小。在具体电路中，无论是体现在单管上，还是体现在多管串联上，影响方波上升时间的主要因素都是输入电压的大小和输入电阻的阻值。

由于输入电压约等于输出电压，而我们对输出电压的值往往有具体的要求，所以一般而言我们更倾向于通过改变输入电阻的值来改善上升时间。输入电阻具体阻值的选择取决于mos管的最大漏极电流值(电气手册里会给出)和输入电压的大小。在一定程度内，漏极电流越接近mos管的最大漏极电流值，输出方波的上升时间越短。

相比于上升时间，斩波电路中影响下降时间的因素更加的多，需要分析的情况也更加的复杂。从mos管的动态特性可以了解，其开关速度和输入电容的充放电密切相关，为了提高开关效率，我们可以降低驱动电路内阻，来减小充电时间常数，从而达到目的。驱动电路由于要求尽可能大的电流，所以要尽量减小阻抗，而这样又容易引起驱动电路振荡，提高阻抗又降低了驱动电流，降低了开关的开关速度和重复频率，在实际的电路设计中往往要在驱动品质与抑制振荡能力之间做折中选择。

对于多管串联构成的斩波电路来说，影响下降时间的主要因素为驱动信号的幅度和驱动电阻的阻值。栅极对地电容的电容值也会对输出方波的波形质量有影响，同时分压电阻的阻值大小也一定程度上影响了输出方波的质量。合适的驱动信号幅度和驱动电阻阻值的选择取决于管子的制造工艺，一般而言mos管的电气手册里会提供测量通断时间的测试条件，其中给出的驱动信号的幅度和驱动电阻的阻值为我们的电路设计提供了良好的参考，但仍需我们通过具体实验来确定满足应用需求的最合适的驱动信号的幅度和驱动电阻的阻值。

实例

在本实施例中，选用合适的器件来实现斩波电路的设计，并输出上升时间和下降时间均在100ns以内的高压正方波，方波在高电平时电压为30v。

本实施例中，图4是两个mos管的串联电路。mos管选用si1330edl，输入电压为30v直流电压，驱动信号为高电平电压值为10v的正方波信号，频率为100khz。限流电阻阻值均为1mω；分压电阻阻值均为1mω；驱动管栅极对地电阻阻值为10kω；驱动管栅极对地电容不接；驱动电阻阻值为10ω；输入电阻阻值为150ω。

图5是本实施例在输出上升沿处展开的波形。当漏极电流过大时，即与mos管的最大漏极电流值id过于接近甚至超过时，输出的方波会在上升沿产生震荡。此时为了得到正常的方波输出，应考虑增大输入电阻值。

将输入电阻增大到500ω，得到图6所示的本实施例中改善后的上升沿波形。可以看到上升时间在100ns以内，满足本实施例的要求。

图7是本实施例在输出下降沿处展开的波形。可以看到波形下降沿出现快速下降后下降速度逐渐变慢的过程，此时减小分压电阻的阻值。

将分压电阻均改为1kω后，得到图8所示的本实施例中改善后的下降沿波形。可以看到下降时间在100ns以内，满足本实施例的要求。

除此之外，当驱动信号的幅度过大或者驱动电阻的阻值过小时，此时在输出方波的下降沿会产生震荡。可以通过增大驱动电阻的阻值大小或者增大栅极对地电容的电容值的方式来改善波形质量。与之相对的，当驱动信号的幅度过小或者驱动电阻的阻值过大时，此时输出方波的下降时间会变长，应着手减小驱动电阻的阻值的同时减小栅极对地电容的电容值的方式改善输出波形质量。

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。