本实用新型涉及高精度模拟电路设计领域，尤其涉及一种失调补偿和有限增益补偿的开关电容放大器。
背景技术：
开关电容放大器被广泛应用于各种低功耗高精度模拟电路中，如实现智能传感器系统的仪表放大器，生物医疗信号采集系统的读出放大器等。这些放大器处理的信号频率低，信号幅度小，通常需要放大器的输出直流失调电压小，增益误差小。而开关电容放大器性能受到许多非线性因素影响，如运放的失调电压、有限增益，开关电荷注入，时钟馈通，电路的热噪声等，这些都会影响放大器的输出直流失调电压和输出增益。在众多因素中，运放的有限增益是限制开关电容放大器性能的一个很重要因素，它会使电容上的电荷转移不完全，从而导致输出直流失调电压大和增益精度低等问题。因此需要通过失调电压补偿和有限增益补偿的方式降低运放的有限增益对开关电容放大器的输出直流失调电压和增益精度的影响。
目前已公开的开关电容放大器的中国实用新型专利可以参考公布号为CN102195571A。专利CN102195571A公示的开关电容放大器采用现有的开关电容放大器结构，如图1所示，包含输入开关、开关a、输出开关、开关b、开关c、开关d、输入电容C1、保持电容C2、输出电容C3、内部放大器以及控制电路。该放大器采用了补偿电容耦合的方式对失调电压进行补偿，但由于运放的有限增益，节点A会残留与输入信号相关的微小信号-VOUT/A,导致输入电容C1上的电荷不能完全转移到输出电容C3上，因而产生输出失调电压只能减少为运放失调电压的(1+C1/C3)/A倍，而且放大器的直流增益误差为(1+C1/C3)/A2，其中A为运放的增益。如果需要进一步减小开关电容放大器的失调电压及增益误差，则需要提高运放的增益，因而不适合用于低功耗高精度模拟电路的设计。该开关电容放大器采用补偿电容耦合方式进行失调电压补偿，然而现有的开关电容放大器结构受到运放有限增益的影响，运放输入端并不是真正的“虚地”点，而会残留与输入信号相关的微小信号，导致输入电容上的电荷不能完全转移到输出电容上，因而产生输出失调电压和增益误差。因此需要提出新的开关电容放大器结构，减小输入电容上残留的电荷，从而降低放大器输出失调电压和增益误差。
技术实现要素：
为了解决上述技术问题，本实用新型技术方案提供了一种失调补偿和有限增益补偿的开关电容放大器。本实用新型采用相关双采样和输入相关电平转换技术，减小输入电容上残留的电荷，降低开关电容放大器的直流失调电压，提高放大器的增益精度。
本实用新型的技术方案具体如下：
一种失调补偿和有限增益补偿的开关电容放大器，包括
相关双采样有限增益补偿支路、失调电压存储支路、相关电平转换支路、全差分运放OA和控制电路；
所述相关双采样有限增益补偿支路包括输入电容C1、C2,输出电容C3、C4，保持电容C5、C6，开关1至14，与失调电压存储支路连接，用来采样输入信号，复位输出电容，实现电荷从输入电容到输出电容的转移以及输入和输出电容切换时的相关双采样；
所述失调电压存储支路包括失调电压存储电容C7、C8，开关15、16，连接相关电平转换支路，用来存储失调电压；
所述相关电平转换支路包括相关电平转换电容C9、C10，开关17至22，连接全差分运放OA，用来实现电平转换，减小输入电容C1、C2上残留的电荷；
所述全差分运放OA，按照输入电容和输出电容的比放大输入电压信号，输出放大后的电压信号；
所述控制电路产生上述所有开关的时钟控制信号。
进一步地，
开关1、3的一端连接电容C1的一端，开关1的另一端连接输入信号VINP，开关3的另一端连接参考电压VCM；
开关2、4的一端连接电容C2的一端，开关2的另一端连接输入信号VINN，开关4的另一端连接参考电压VCM；
电容C1的另一端、电容C3的一端、开关5的一端、开关15的一端和开关17的一端连接于节点A，开关5的另一端连接参考电压VCM；
电容C2的另一端、电容C4的一端、开关6的一端、开关16的一端和开关18的一端连接于节点B，开关6的另一端连接参考电压VCM；
开关7的一端和开关9的一端连接电容C3的另一端，开关7的另一端连接参考电压VCM，开关9的另一端和电容C5的一端接差分运放OA的同相输出端输出信号VOP；
开关8的一端和开关10的一端连接电容C4的另一端，开关8的另一端连接参考电压VCM，开关10的另一端和电容C6的一端连接差分运放OA的反相输出端输出信号VON；
电容C7的一端连接开关15的另一端，电容C7的另一端、开关11的一端、开关19的一端和差分运放OA的反相输入端连接于节点C；
电容C8的一端连接开关16的另一端，电容C8的另一端、开关12的一端、开关20的一端和差分运放OA的同相输入端连接于节点D；
开关11的另一端和开关13的一端连接于电容C5的另一端，开关13的另一端连接参考电压VCM；
开关12的另一端和开关14的一端连接于电容C6的另一端,开关14的另一端连接参考电压VCM；
开关19的另一端连接电容C9的一端，开关17的另一端和开关21的一端连接电容C9的另一端；
开关20的另一端连接电容C10的一端，开关18的另一端和开关22的一端连接电容C10的另一端；
开关21的另一端和开关22的另一端均连接参考电压VCM，参考电压VCM由外部产生。
上述所有开关均由控制电路产生的时钟信号控制。运放OA是双端输入，双端输出的全差分放大器。
本实用新型的有益效果是：
本实用新型提供的一种失调补偿和有限增益补偿的开关电容放大器，采用相关双采样和输入相关电平转换技术，减小输入电容上残留的电荷，降低运放的有限增益引起的电荷转移误差，从而达到降低输出直流失调电压和提高放大器的增益精度的效果。该开关电容放大器采用全差分结构，可以消除电荷注入和时钟馈通，同时具有直流失调电压小、增益精度高等优点。
附图说明
图1现有的开关电容放大器电路图。
图2本实用新型提出的失调补偿和有限增益补偿的开关电容放大器电路图。
图3本实用新型实施例的控制时钟信号时序图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本实用新型的具体实施过程做详细的说明。本实施例中，采用相关双采样和输入相关电平转换技术，减小输入电容上残留的电荷，降低开关电容放大器的直流失调电压，提高放大器的增益精度。
首先，说明开关电容放大器的结构，图2是给出的是本实用新型提出的开关电容放大器的电路图。开关电容放大器包括相关双采样有限增益补偿支路、失调电压存储支路、相关电平转换支路、全差分运放OA和控制电路。相关双采样有限增益补偿支路包括输入电容C1、C2,输出电容C3、C4，保持电容C5、C6，开关1至14；失调电压存储支路包括失调电压存储电容C7、C8，开关15和16；相关电平转换支路包括相关电平转换电容C9、C10，开关17至22；控制电路的第一输出端的时钟信号Φ1控制开关5、6、11和12，第二输出端的时钟信号Φ1d控制开关1、2、7和8，第三输出端的时钟信号Φ2控制开关13、14、19和20，第四输出端的时钟信号Φ2d控制开关3、4、9和10，第五输出端的时钟信号Φ21控制开关21和22，第六输出端的时钟信号Φ22控制开关17和18，第七输出端的时钟信号Φ3控制开关15和16。
开关1、3的一端连接电容C1的一端，开关1的另一端连接输入信号VINP，开关3的另一端连接参考电压VCM；开关2、4的一端连接电容C2的一端，开关2的另一端连接输入信号VINN，开关4的另一端连接参考电压VCM；电容C1的另一端、电容C3的一端、开关5的一端、开关15的一端和开关17的一端连接于节点A，开关5的另一端连接参考电压VCM；电容C2的另一端、电容C4的一端、开关6的一端、开关16的一端和开关18的一端连接于节点B，开关6的另一端连接参考电压VCM；开关7的一端和开关9的一端连接电容C3的另一端，开关7的另一端连接参考电压VCM，开关9的另一端和电容C5的一端接差分运放OA的同相输出端输出信号VOP；开关8的一端和开关10的一端连接电容C4的另一端，开关8的另一端连接参考电压VCM，开关10的另一端和电容C6的一端连接差分运放OA的反相输出端输出信号VON；电容C7的一端连接开关15的另一端，电容C7的另一端、开关11的一端、开关19的一端和差分运放OA的反相输入端连接于节点C；电容C8的一端连接开关16的另一端，电容C8的另一端、开关12的一端、开关20的一端和差分运放OA的同相输入端连接于节点D；开关11的另一端和开关13的一端连接于电容C5的另一端，开关13的另一端连接参考电压VCM；开关12的另一端和开关14的一端连接于电容C6的另一端,开关14的另一端连接参考电压VCM；开关19的另一端连接电容C9的一端，开关17的另一端和开关21的一端电容C9的另一端；开关20的另一端连接电容C10的一端，开关18的另一端和开关22的一端电容C10的另一端；开关21的另一端和开关22的另一端均连接参考电压VCM。上述的参考电压VCM由外部产生。
运放OA是双端输入，双端输出的全差分放大器。节点C和D对称，分别连接运放OA的反相输入端和同相输入端，输出信号VOP和VON分别连接运放OA的同相输出端和反相输出端。
下面结合图2给出的具体实施例的电路图和图3给出的各时钟信号时序图说明本实用新型提出的一种失调补偿和有限增益补偿的开关电容放大器的工作原理。图3中，Φ1和Φ2是两相非交叠时钟，其中Φ1高电平时采样输入信号，保持输出信号，Φ2高电平时实现放大器的相关双采样和电平转换；Φ1d和Φ2d的下降沿分别比Φ1和Φ2的下降沿晚一些，为了消除电荷注入；Φ21和Φ22是在Φ2高电平期间的两相非交叠时钟，分别实现放大器的相关双采样放大和电平转换两个过程，这两个过程都在Φ2期间发生不需要额外的时间；Φ3是包含Φ1高电平和Φ21高电平的时钟信号，保证在采样和相关双采样放大期间，失调电压存储在电容C7和C8上。值得注意的是电容C9和C10即能够在Φ2高电平期间存储失调电压又能够实现电平转换，使节点A和B的电压通过电平转换更加接近于VCM，也就是“虚地”，减小因运放OA的有限增益而残留在输出电容C1和C2的电荷，降低开关电容放大器的直流失调电压，提高放大器的增益精度。
在Φ1高电平期间，开关1、2、5至8，11、12、15、16导通，其余开关均截止关断。输入电压VINP和VINN被输入电容C1和C2采样，同时全差分运放OA的失调电压被失调电压存储电容C7和C8存储，输出电容C3和C4存储的电荷放电至零，而保持电容C5和C6通过开关11和12与运放OA形成负反馈通路，从而输出VOP和VON保持上一次在Φ22高电平期间的输出电压。
在Φ2高电平期间，由于引入了相关电平转换支路，因此放大过程分为两步：第一步是Φ21为高电平时，放大器进行相关双采样放大，第二步是Φ22为高电平时，放大器进行相关电平转换。
在Φ21为高电平时，放大器处于相关双采样放大阶段，开关3、4、9、10、13至16，19至22导通，其余开关均截止关断。被采样的输入电压VINP和VINN按照输入电容(C1、C2)与输出电容(C3、C4)的比放大，即输出电压是输入电压的C1/C3倍，同时输出电压VOP和VON被保持电容C5和C6采集，失调电压在Φ1高电平期间被存储到电容C7和C8上。故在Φ21为高电平时，由于运放OA的有限增益，运放OA输入端并不是真正的“虚地”点，因而节点C和D残留与输入信号相关的微小信号，节点C和D的电压变化直接反映到节点A和B上，由于采用了输入和输出电容切换时的相关双采样技术，输出的直流失调电压可以减小为运放失调电压的(1+C1/C3)/A倍，放大器输出电压的直流增益误差正比于A-2，其中A为全差分运放OA的增益。与此同时，相关电平转换支路的电容C9、C10通过开关19至22对全差分运放OA的输入电压进行采样。
在Φ22为高电平时，放大器处于相关电平转换阶段，开关3、4、9、10、13、14，17至20导通，其余开关均截止关断。此时相关电平转换支路的电容C9、C10的一端从VCM分别切换到节点A、B，由于电容C9、C10两端的电荷保持不变，促使节点A、B的电压向VCM靠近，减小了残留在输入电容C1和C2上面的电荷。当选择保持电容(C5，C6)、失调电容(C7,C8)和相关电平转换电容(C9，C10)相等时，通过电荷守恒定律推导出该开关电容放大器在低频时的传函为
其中A是运放OA的有限增益，VO22是Φ22为高电平时放大器的输出，VO22＝VOP22-VON22，VIN＝VINP-VINN。从式(1)可见开关电容放大器的直流增益的误差项为(1+C1/C3)2/[A2(A+1)]。
假设运放OA的输入直流失调电压为VOS，则通过电荷守恒定律也可以推导出该开关电容放大器的直流失调电压为
从式(2)可以看出开关电容放大器的直流失调电压减小为VOS的(1+C1/C3)2/[A(A+1)]倍。
从(1)和(2)可见本实用新型提出的开关电容放大器比已公开的开关电容放大器的增益误差和直流失调电压均衰减了(1+C1/C3)/(A+1)。
综上所述，本实用新型提出了一种失调补偿和有限增益补偿的开关电容放大器，采用了相关双采样和输入相关电平转换技术，减小了输入电容上残留的电荷，从而降低开关电容放大器的直流失调电压，提高放大器的增益精度。本实用新型比已公开的电容放大器的增益误差和直流失调电压均衰减了(1+C1/C3)/(A+1)，因此更适合用于低频、低功耗、高精度模拟电路的设计。
上述实施例仅为了方便说明而举例而已，本实用新型所主张的权利范围应以申请专利范围所述为准，而非仅限于上述实施例。