驱动电路和发光器件的制作方法

本发明涉及驱动电路和发光器件。

背景技术：

发光器件驱动比如激光二极管(以下，缩写为ld)或者led(发光二极管)的发光元件，且它们包括向发光元件供应驱动电流的驱动电路。驱动电路具有例如使得连接恒压源、发光元件、开关元件(例如，mosfet(金属氧化物半导体场效应晶体管)或者双极性晶体管)和控制供应到发光元件的电流值的已知配置。根据流入发光元件内的半导体的pn结区域的电流值来确定发光元件的光学输出。取决于用途，驱动电流以直流或者脉冲形式提供。

用于控制驱动电流的电流值的已知方法包括：用于通过使用模拟控制信号连续地控制开关元件的栅极电压的连续控制方法(有时称为模拟控制方法、线性方法、点滴法、滴入法等)；和用于通过使用脉冲调制信号开启/关闭开关元件的栅极电压的切换控制方法。根据连续控制方法，例如，恒压源、发光元件和开关元件串联连接，且以连续方式控制开关元件的栅极电压。因此，开关元件用作伪可变电阻，以便控制驱动电流的电流值。根据切换控制方法，例如，在恒压源、发光元件和开关元件之间提供电感器，且通过使用脉冲调制信号以适当的占空比导通/截止开关元件，以便控制驱动电流的电流值。此外，在切换方法中，二极管整流是已知的，其中以二极管替换开关元件之一。切换控制方法的优点在于电功率转换效率、尺寸等，因为通常它具有比连续控制方法更小的电路损失。

公开了使用切换控制方法的驱动电路的配置，包括电流输出单元，其控制降压斩波器单元内的开关元件，所述降压斩波器单元减小直流电压，以便检测到的电流值匹配指定电流值，所述开关元件与发光单元并联连接(ptl1)。

技术实现要素：

技术问题

如果电感器用于切换控制方法，则需要考虑防止发生电感器中的磁饱和。如果在电感器中发生磁饱和(例如，如果线圈芯材料的磁通密度达到饱和磁通密度)，则电感值快速地减小，且从电感器流出的电流量快速地增加；因此，流入连接到电感器的开关元件的电流超过额定电流，这可能导致开关元件的损坏。因此，需要使用具有大的饱和磁通密度的电感器以防止发生磁饱和，以便供应到发光元件的输出电流的电流值变大。为了增大饱和磁通密度，需要增加磁路长度(增加芯体积)，因此电感器的尺寸变得更大。

已经考虑前述做出本发明，且本发明的目的在于增大输出电流而不增大电感器的尺寸。

技术方案

根据实施例，提供了配置为生成用于驱动发光元件的输出电流的驱动电路，所述驱动电路包括：电源；电流控制单元，配置为根据脉冲调制信号控制供应到发光元件的电流量；和计算单元，配置为改变脉冲调制信号的占空比，其中，所述电流控制单元包括：第一开关元件，配置为根据脉冲调制信号而导通/截止；第二开关元件，配置为根据输入到第一开关元件的脉冲调制信号的反相信号而导通/断开；和电感器，第一开关元件和电感器在电源和发光元件之间串联连接，第二开关元件连接在第一开关元件与电感器的接触点和地之间，且两个或更多电流控制单元并联连接。

技术效果

根据本发明，可以增大输出电流而不增大电感器的尺寸。

附图说明

图1是图示根据第一实施例的发光器件的配置的图。

图2是图示在切换控制方法的情况下电压转换电路中的输出电流和电功率转换效率之间的关系的曲线图。

图3是图示当并行地布置具有相同切换控制方法的四个电压转换电路时输出电流和电功率转换效率之间的关系的曲线图。

图4是图示根据第一实施例的目标电流值、时序信号、电感器电流和输出电流之间的关系的时序图。

图5是图示根据第一实施例的时序信号的占空比与电感器电流之间的关系的曲线图。

图6是图示根据第一实施例的ld的输出电流和正向电压之间的关系的曲线图。

图7是图示在图1所示的发光器件的配置图中描述占空比、电感、控制单元内电阻、正向电压、ld内电阻和阈值电压的状态的图。

图8是图示关于根据第一实施例的发光器件的目标电流值、占空比、电感器电流和输出电流之间的关系的图。

图9是图示根据第一实施例的第n电流控制单元中的第一开关元件截止且第二开关元件导通的状态的图。

图10是图示根据第一实施例的第n电流控制单元中的第一开关元件和第二开关元件截止的状态的图。

图11是图示在图10所示的状态下的目标电流值、占空比、时序信号、电感器电流和输出电流之间的关系的时序图。

图12是图示根据第一实施例的修改的发光器件的配置的图。

图13是图示根据第一实施例的占空比、输出电流和要驱动的电流控制单元的数目之间的关系的曲线图。

图14是图示根据第一实施例的要驱动的四个电流控制单元的数目顺序地减小的情况下的控制的时序图。

图15是图示根据第一实施例的四个电流控制单元逐个顺序地停止的情况下的控制的时序图。

图16是图示根据第一实施例的目标电流值周期性地改变的情况下的控制的时序图。

图17是图示根据第二实施例的发光器件的配置的图。

图18是图示当根据第二实施例的驱动电路执行故障检测功能时的操作的时序图。

图19是图示当根据第二实施例的驱动电路执行故障处理功能时的操作的时序图。

图20是图示根据第三实施例的发光器件的配置的图。

具体实施方式

参考附图，以下给出驱动电路和发光器件的实施例的具体说明。本发明不限于以下实施例，且以下实施例中的组件包括可以由本领域技术人员容易地开发的组件、实质上相同的组件和被称为等效范围的组件。组件可以多样地省略、替换、修改或者组合而不脱离以下实施例的范围。

(第一实施例)

图1是图示根据第一实施例的发光器件1的配置的图。发光器件1包括ld2(发光元件)和驱动电路3。ld2是以从驱动电路3输出的输出电流io驱动的发光元件。

根据本实施例的驱动电路3包括直流电源11(电源)、多个电流控制单元12-1到12-n、计算单元13和电容器14。驱动电路3是通过使用切换控制方法生成输出电流io的电路。

直流电源11根据由驱动电路3使用的电压，关于从商用插座等供应的ac电压，或者从电池等供应的dc电压进行电压转换。直流电源11生成输入电压vin。

两个或更多电流控制单元12-1到12-n并联连接在直流电源11和ld2之间。电流控制单元12-1到12-n是根据脉冲调制信号控制输出电流io的量的电路。电流控制单元12-1到12-n中的每一个包括第一开关元件21、第二开关元件22和电感器23。第一开关元件21和电感器23串联连接在直流电源11和ld2之间。第二开关元件22连接在地25和第一开关元件21与电感器23的接触点24之间。

根据该示例的第一开关元件21和第二开关元件22是n型mosfet，其导通/截止状态由作为从计算单元13输出的脉冲调制信号的时序信号pwmh、pwml来切换。第一开关元件21由时序信号pwmh控制，且第二开关元件22由作为时序信号pwmh的反相信号的时序信号pwml控制。这里，时序信号pwmh和时序信号pwml不总是具有反相关系，且例如，信号pwmh、pwml有时同时具有相同电势。

计算单元13是输出用于控制第一开关元件21和第二开关元件22的栅极电压的时序信号pwmh、pwml(脉冲调制信号)的电路。计算单元13根据输出电流io的目标电流值，控制时序信号pwmh、pwml的脉冲宽度(占空比)。计算单元13可以例如通过使用电压控制ic(集成电路)、电流控制ic、微计算机或者fpga(现场可编程门阵列)配置。微计算机和fpga可以通过使用cpu(中央处理单元)、存储用于控制cpu的程序的rom(只读存储器)、作为用于cpu的工作区的ram(随机存取存储器)等配置。

电感器23具有存储从第一开关元件21输出的电流并平滑输出电流io的功能。电感器23需要用于未发生磁饱和的范围。这是因为，如果在电感器23中发生磁饱和，即，如果芯材料的磁通密度达到饱和磁通密度，则电感值快速地减小，且从电感器23流出的电感器电流i[1]到i[n]的量快速地增大，以使得流入连接到电感器23的元件(第一开关元件21、第二开关元件22等)的电流超过额定电流，这可能导致元件的损坏。

为了将充足量的输出电流供应到ld2，需要选择电感器23的芯，以使得磁通密度不超过饱和磁通密度同时获得期望电感值。提供以下等式(1)和等式(2)，其中电感器电流是i，电感值是l，磁通密度是b，饱和磁通密度是bmax，芯的匝数是n，磁路长度是le，电感器(线圈)23的截面面积是ae，且磁导率是μ。

电感值l与匝数n的平方成正比，且需要增大匝数n以获得期望的电感值l。但是，因为磁通密度b由匝数n与电感器电流i的积定义，因此匝数n的增大和电感器电流i的增大引起超过饱和磁通密度bmax，这导致芯饱和。此外，随着电感器电流i增大，由于绕线本身的电阻导致的损耗(铜损)增大，且电感器23的温度上升。电感器23的温度的增大导致饱和磁通密度bmax的减小。因此，为了在获得期望电感l的同时防止磁饱和，需要增大磁路长度le，即，增大芯体积。但是，存在的问题在于，对于高输出电流io，电感器23的体积过大。因此，根据本实施例，因为包括电感器23的电流控制单元12-1、12-2、...、12-n并行布置，所以在防止单个电感器23的尺寸增大的同时实现高输出电流io。

输出电流io是从各个电流控制单元12-1到12-n输出的电感器电流i[1]到i[n]的合成。也就是，输出电流io由以下等式(3)表示。

电容器14并联连接到ld2，且其具有控制输出电流io的波动的功能。虽然需要控制波动电流从而不超过ld2的最大可允许电流幅值，但是有时在某些使用情形下不需要控制它。因此，如果不需要关于波动电流的控制，则不需要提供电容器14。

图2是图示在切换控制方法的情况下电压转换电路中的输出电流io和电功率转换效率η之间的关系的曲线图。图2图示电功率转换效率η在电流值iηmax具有单个最大值(最大电功率转换效率ηmax)。

图3是图示当并行地布置具有相同切换控制方法的四个电压转换电路时输出电流io和电功率转换效率η之间的关系的曲线图。图3图示当驱动四个电压转换电路时电功率转换效率η具有四个最大值。以这种方式，并行地安排多个电压转换电路，且根据输出电流io的目标电流值改变操作中的电压转换电路的数目，以使得可以在输出电流io的电流值的宽范围内保持高电功率转换效率η。

因此，在根据本实施例的驱动电路3中，在切换控制方法的情况下，电流控制单元12-1到12-n并联连接，以使得电流控制单元12-1到12-n中的每一个的电流值减小且实现高输出电流io而不增大电感器23的尺寸。因此，可以输出大电流值(例如，几百a)的输出电流io而不导致电感器23的磁饱和。此外，根据输出电流io的目标电流值控制电流控制单元12-1到12-n的驱动状态，以使得可以在保持高电功率转换效率η的同时实现高输出。

图4是图示根据第一实施例的目标电流值ictrl、时序信号pwmh、pwml、电感器电流i和输出电流io之间的关系的时序图。从外部装置输入到计算单元13的目标电流值ictrl例如是根据使用i2c(注册商标)等的电压或者数字信号而确定其电流值的模拟信号。在目标电流值ictrl输入到计算单元13之后，根据目标电流值ictrl调整馈送到各个电流控制单元12-1到12-n的时序信号pwmh[1]到pwmh[n]、pwml[1]到pwml[n]的占空比。

图4中的下部图示时序信号pwmh[n]、pwml[n]的放大图。时序信号pwmh[n]的占空比d[n]是d[n]＝ton[n]/t，其中时序信号pwmh[n]到第一开关元件21的导通时间是ton[n]且周期是t。此外，因为到第二开关元件22的时序信号pwml[n]是到第一开关元件21的时序信号pwmh[n]的反相信号，所以时序信号pwml[n]的占空比是1-d[n]。

图5是图示根据第一实施例的时序信号pwmh的占空比d与电感器电流i之间的关系的曲线图。电感器电流i，即，从电流控制单元12-1到12-n输出的电流根据到第一开关元件21的时序信号pwmh的占空比d线性地改变。此外，根据该示例，当电感器电流i是0时，占空比d≠0；但是，该关系是示例，且根据ld2的特性做出改变。

图6是图示根据第一实施例的ld2的输出电流io和正向电压vf之间的关系的曲线图。正向电压vf是在相对于输出电流io的正向在ld2的两端的电压。ld2的正向电压vf根据输出电流io改变。在输出电流io超过某个值之后，正向电压vf关于输出电流io线性地改变。一般地，ld2的驱动电流(输出电流io)用于这种线性区域。因此，在线性区域中的正向电压vf的电流微分值是γd＝δvf/δio，且当输出电流io＝0时，正向电压vf是从线性区域中的近似线获得的阈值电压vf0。阈值电压vf0由于ld2的势垒而出现。这里，正向电压vf由以下等式(4)表示，其中作为ld2的内电阻的ld内电阻是rd。

vf＝rd·io十vf0(4)

图7是图示在图1中所示的发光器件1的配置图中描述占空比d[1]到d[n]、1-d[1]到1-d[n]、电感l[1]到l[n]、控制单元内电阻rl[1]到rl[n]、正向电压vf、ld内电阻rd和阈值电压vf0的状态的图。

占空比d[1]到d[n]由计算单元13计算，且它们中的每一个在相应的第一开关元件21中操作。占空比1-d[1]到1-d[n]由计算单元13计算，且它们中的每一个在相应的第二开关元件22中操作。电感l[1]到l[n]表示电流控制单元12-1到12-n的每一个中包括的电感器23的电感。控制单元内电阻rl[1]到rl[n]表示电流控制单元12-1到12-n的各个内电阻。控制单元内电阻rl[1]到rl[n]对应于由于电流控制单元12-1到12-n中的电感值l[1]到l[n]、导线电阻等引起的寄生电阻。正向电压vf表示在相对于输出电流io的正向在ld2的两端的电压。ld内电阻rd表示ld2的内电阻。阈值电压vf0表示由于ld2的势垒导致的电压。

输出电流io可通过使用直流电源11的输入电压vin、电流控制单元12-1到12-n的数目n、控制单元内电阻rl[1]到rl[n]、与第一开关元件21对应的占空比d[1]到d[n]、ld内电阻rd和阈值电压vf0，根据状态平均技术，通过以下等式(5)计算。

适当的存储器预先存储作为ld2的特性的ld内电阻rd和阈值电压vf0，和作为电流控制单元12-1到12-n的特性的控制单元内电阻rl[1]到rl[n]，以便用于输出期望的输出电流io的占空比d[1]到d[n]、1-d[1]到1-d[n]等可以根据等式(5)计算。因此，在不使用电流传感器等的情况下，可以控制输出电流io。

图8是图示关于根据第一实施例的发光器件1的目标电流值ictrl、占空比d、电感器电流i和输出电流io之间的关系的图。根据该示例，目标电流值ictrl在驱动期间改变。图8中的d1表示对应于改变之前的目标电流值ictrl的占空比，且d2表示对应于改变之后的目标电流值ictrl的占空比。占空比d1、d2可以通过使用等式(5)计算。占空比d1、d2应用于关于开关元件21、22控制，以便每一个电感器电流i的电流值改变且输出电流io可以是目标电流值ictrl。

此外，如果控制单元内电阻rl[1]到rl[n]分别与电流控制单元12-1到12-n的占空比d[1]到d[n]相同，则等式(5)可以简化为以下等式(6)。

参考图9到图11，以下给出电流控制单元12-1到12-n单独地停止的情况的说明。

图9是图示根据第一实施例的第n电流控制单元12-n中的第一开关元件截止且第二开关元件22导通的状态的图。如果从第n电流控制单元12-n到ld2的电流供应停止，则到第一开关元件21的时序信号pwmh[n]被设置为l，以使得第一开关元件21截止，且屏蔽直流电源11和ld2之间的连接。此时，如果第二开关元件22导通(如果在某个周期中时序信号pwml[n]是h)，则ld2和地25通过电感器23和第二开关元件22连接。因此，在有些情况下，作为从被驱动的第一和第二电流控制单元12-1、12-2输出的电感器电流i[1]、i[2]的合成的输出电流io的一部分通过第n电流控制单元12-n中的电感器23和第二开关元件22泄漏到地25，第n电流控制单元12-n的电感器电流i[n]变为负，且到ld2的电流供应变得不足。因此，优选地，为了停止驱动第n电流控制单元12-n，不仅第一开关元件21而且第二开关元件22截止。

图10是图示根据第一实施例的第n电流控制单元12-n中的第一开关元件21和第二开关元件22截止的状态的图。以这种方式，为单独地停止驱动第n电流控制单元12-n，第一开关元件21和第二开关元件22两者截止，以使得屏蔽ld2和地25之间的连接且可以防止输出电流io到地25的泄漏。

图11是图示在如图10所示的状态下的目标电流值ictrl、占空比d、时序信号pwmh、pwml、电感器电流i和输出电流io之间的关系的时序图。如图11所示，为了停止驱动第n电流控制单元12-n，到第一开关元件21的时序信号pwmh[n]被设置为l，且到第二开关元件22的时序信号pwml[n]也被设置为l。在一般操作期间，因为到第二开关元件22的时序信号pwml[n]是到第一开关元件21的时序信号pwmh[n]的反相信号，所以当时序信号pwmh[n]被设置为l时，时序信号pwml[n]被设置为h。因此，为了单独地停止电流控制单元12-1到12-n，计算单元13将输入到目标电路控制单元的时序信号pwmh、pwml两者设置为l，以使得第一开关元件21和第二开关元件22同时截止。因此，可以仅停止特定的电路控制单元而不导致输出电流io的泄漏。

图12是图示根据第一实施例的修改的发光器件1的配置的图。代替上述第二开关元件22，根据该修改的驱动电路51中的每一个电流控制单元52-1到52-n通过使用二极管53配置。二极管53是将电流流动方向限于某个方向以防止电感器电流i泄露到地25中的半导体器件。根据该比较示例的计算单元55仅生成用于控制第一开关元件21的时序信号pwmh而不生成上述时序信号pwml。通过该配置，可以仅停止电流控制单元52-1到52-n之间的特定电流控制单元而不导致输出电流io的泄漏。此外，通过根据该修改的驱动电路51，因为不需要生成到第二开关元件22的时序信号pwml，所以可以实现电路配置的简化、计算负荷的减小等。

图13是图示根据第一实施例的占空比d、输出电流io、要驱动的电流控制单元12-1到12-n、52-1到52-n的数目之间的关系的曲线图。与n＝1对应的线段表示当驱动电流控制单元12-1到12-n、52-1到52-n中的一个时的占空比d和输出电流io之间的关系。与n＝2对应的线段表示当驱动电流控制单元12-1到12-n、52-1到52-n中的两个时的占空比d和输出电流io之间的关系。与n＝3对应的线段表示当驱动电流控制单元12-1到12-n、52-1到52-n中的三个时的占空比d和输出电流io之间的关系。与n＝4对应的线段表示当驱动电流控制单元12-1到12-n、52-1到52-n中的四个时的占空比d和输出电流io之间的关系。

d2指示当n＝2时输出电流io达到电流值itarget需要的占空比。d3指示当n＝3时输出电流io达到电流值itarget需要的占空比。d4指示当n＝4时输出电流io达到电流值itarget需要的占空比。dmax指示关于要驱动的每个数目的最大占空比。曲线图中不存在d1指示当n＝1时，即使以最大占空比进行驱动，输出电流io也达不到电流值itarget。

随着值n越大，与最大占空比dmax对应的输出电流io的值越大；因此，应当理解，当要驱动的电流控制单元12-1到12-n、52-1到52-n的数目更大时，可以输出更大的输出电流io。此外，由于d4<d3<d2，应当理解，当要驱动的电流控制单元12-1到12-n、52-1到52-n的数目更大时，获得电流值itarget需要的占空比d更小。

参考图14到图16，以下给出在动态地停止电流控制单元12-1到12-n、52-1到52-n中的某些时，通过改变占空比维持输出电流io恒定的操作的说明。

图14是图示根据第一实施例顺序地减小要驱动的四个电流控制单元12-1到12-4的数目的情况下的控制的时序图。如图14所示的示例图示目标电流值ictrl是itarget且要驱动的电流控制单元12-1到12-4的数目从4减小到3然后从3减小到2的情况。当要驱动的数目是4时，占空比是d4，当要驱动的数目是3时，占空比是d3，且当要驱动的数目是2时，占空比是d2。如果应用如图13所示的关系，则d4<d3<d2。也就是，如果要驱动的数目相对大，则使用的占空比相对小，且如果要驱动的数目相对小，则使用的占空比相对大。因此，当动态地改变要驱动的电流控制单元12-1到12-n的数目时，可以以对应于要驱动的数目的占空比，控制在驱动中的电流控制单元12-1到12-n。通过进行该控制，输出电流io可以保持在恒定值(itarget)。

图15是图示逐个地顺序停止根据第一实施例的四个电流控制单元12-1到12-4的情况下的控制的时序图。在如图15所示的示例中，顺序地停止四个电流控制单元12-1到12-4，从第四电流控制单元12-4开始，第三电流控制单元12-3，第二电流控制单元12-2，然后第一电流控制单元12-1。也就是，根据该示例，当恒定地驱动三个电流控制单元时，可以以占空比d3驱动驱动电流控制单元。通过进行该控制，输出电流io可以保持在恒定值(itarget)。

图16是图示根据第一实施例目标电流值ictrl周期性地改变的情况下的控制的时序图。在如图16所示的示例中，目标电流值ictrl在0和itarget之间周期性地改变，当输出第一itarget时，以占空比d3驱动四个电流控制单元12-1到12-4中的三个，且当输出第二itarget时，以占空比d4驱动全部四个电流控制单元12-1到12-4。以这种方式，即使目标电流值ictrl周期性地改变，也执行控制，以使得要驱动的电流控制单元12-1到12-4的数目对应于占空比，以使得输出电流io可以保持在期望值。

在如上所述的情况下，电流控制单元12-1到12-n的数目是4；但是，如果电流控制单元12-1到12-n的数目是4以外的数目，也可以执行相同控制。此外，在描述的示例中，直流电源11用作电源；但是，可以使用交流电源。此外，在描述的示例中，激光二极管(ld)用作发光元件；但是，不具体地限制发光元件的类型，且例如可以使用发光二极管(led)。

如上所述，根据本实施例，并联连接包括电感器且由切换控制方法驱动的多个电流控制单元，以使得可以实现高输出电流而不增大电感器的尺寸。因此，可以输出大电流值(例如，几百a)的输出电流而不导致电感器中的磁饱和。此外，根据输出电流的目标电流值单独地控制电流控制单元的驱动状态，以使得可以在保持高电功率转换效率的同时实现高输出。

以下参考附图给出其他实施例的说明，且用于产生与第一实施例相同或者类似的功能效果的部分附有相同附图标记，且省略它们的说明。

(第二实施例)

图17是图示根据第二实施例的发光器件1的配置的图。根据本实施例的驱动电路71具有故障检测功能和故障处理功能。故障检测功能是当顺序地改变要驱动或者停止的电流控制单元12-1到12-n时，根据输出电流io的波动，识别有故障的电流控制单元12-1到12-n的功能。故障处理功能是即使电流控制单元12-1到12-n中的任意一个有故障时，通过控制正常的电流控制单元12-1到12-n输出所请求的输出电流io的功能。

根据本实施例的驱动电路71包括检测输出电流io的传感器72(电流检测装置)。根据本实施例的计算单元75根据由传感器72检测到的检测电流值isens识别有故障的电流控制单元12-1到12-n，停止有故障的电流控制单元12-1到12-n，并控制正常的电流控制单元(除了有故障的电流控制单元之外的电流控制单元)12-1到12-n中的第一开关元件21和第二开关元件22，以使得输出电流io变为目标电流值ictrl。

图18是图示当根据第二实施例的驱动电路71执行故障检测功能时的操作的时序图。在如图18所示的示例中，逐个地顺序停止四个电流控制单元12-1到12-4。根据该示例，确定调度以使得依次停止第四电流控制单元12-4、第三电流控制单元12-3、第二电流控制单元12-2和第一电流控制单元12-1。根据该示例，在停止第四电流控制单元12-4之后，停止第三电流控制单元12-3，且当开始驱动第四电流控制单元12-4时，第四电流控制单元12-4的电感器电流i[4]低于理想值101。因此，当开始驱动第四电流控制单元12-4时的输出电流io的值低于理想值102。输出电流io的这种波动由传感器72检测到且由计算单元75识别。也就是，计算单元75可以检测由传感器72检测到的检测电流值isens与理想值102之间的误差，并在检测到误差的定时，确定在开始(重新开始)驱动的电流控制单元12-1到12-4中发生故障。根据该示例，确定第四电流控制单元12-4具有故障。此外，在描述的示例中，输出电流io低于理想值102的情况是故障；但是，指示故障的输出电流io的波动不限于此，且例如可能有输出电流io高于理想值102的情况。

图19是图示当根据第二实施例的驱动电路71执行故障处理功能时的操作的时序图。在如图19所示的示例中，如果如上所述检测到第四电流控制单元12-4的故障，则仅关于作为目标的正常的电流控制单元12-1到12-3进行占空比控制。根据初始调度，当停止第三电流控制单元12-3时，以占空比d3驱动第一、第二和第四电流控制单元12-1、12-2和12-4。但是，通过根据该示例的故障处理功能，停止第四电流控制单元12-4，且以占空比d2驱动第一和第二电流控制单元12-1、12-2。通过该控制，可以输出所请求的输出电流io而不受有故障的第四电流控制单元12-4影响。

根据上述实施例，不在每一个电流控制单元12-1到12-n中提供故障检测装置的情况下，可以识别和适当地处理有故障的电流控制单元12-1到12-n。此外，因为可以通过仅关于正常的电流控制单元12-1到12-n进行占空比控制来处理故障，所以可以在故障发生之后立即校正输出电流io。

(第三实施例)

图20是图示根据第三实施例的发光器件1的配置的图。根据本实施例的驱动电路81包括在每一个电流控制单元12-1到12-n之前和之后的屏蔽机构82a、82b。屏蔽机构82a、82b是屏蔽直流电源11和ld2之间的电连接，且可以通过使用例如继电器或者mosfet配置的电路。屏蔽机构82a、82b用于从电气通道屏蔽有故障的电流控制单元12-1到12-n。

除第二实施例中描述的故障检测功能和故障处理功能之外，根据本实施例的计算单元85具有故障部分屏蔽功能。故障部分屏蔽功能是控制屏蔽机构82a、82b从而从电气通道屏蔽其中已经检测到故障的电流控制单元12-1到12-n的功能。根据该示例的计算单元85输出屏蔽信号br到在其中已经由故障检测功能检测到故障的电流控制单元12-1到12-n之前和之后连接的屏蔽机构82a、82b。在接收到屏蔽信号br之后，屏蔽机构82a、82b执行操作以屏蔽电连接。在屏蔽有故障的电流控制单元12-1到12-n之后，计算单元85关于剩余的电流控制单元(正常的电流控制单元)12-1到12-n进行占空比控制。因此，可以对驱动电路81(发光器件1)进行连续地驱动。

如上所述，从电气通道屏蔽有故障的电流控制单元12-1到12-n，以使得可以安全地拆卸和替换有故障的电流控制单元12-1到12-n。此外，因为通过在屏蔽之后使用正常的电流控制单元12-1到12-n连续地使能驱动，所以可以在不停止驱动发光器件1的情况下处理有故障的电流控制单元12-1到12-n。

上面已经描述了本发明的实施例；但是，上述实施例呈现为示例，且不意在限制本发明的范围。新颖的实施例可以实现为其他各种实施例，且在不脱离本发明的精神的情况下各种省略、替换、修改和组合是可能的。实施例和它们的修改包括在本发明的范围和精神中，且它们包括在权利要求及其等效中描述的本发明的范围中。

附图标记列表

1发光器件

2ld(发光元件)

3、51、71、81驱动电路

11直流电源(电源)

12-1到12-n、52-1到52-n电流控制单元

13、55、75、85计算单元

14电容器

21第一开关元件

22第二开关元件

23电感器

24接触点

25地

53二极管

72传感器(电流检测单元)

82a、82b屏蔽机构

101、102理想值

br屏蔽信号

d占空比(对应于第一开关元件)

i电感器电流

ictrl目标电流值

io输出电流

isens检测电流值

l电感值

pwmh、pwml时序信号(脉冲调制信号)

rdld内电阻

rl控制单元内电阻

vf正向电压

vin输入电压

引文列表

专利文献

[ptl1]

日本专利no.6009132