RF开关的制作方法

本公开涉及一种用于天线的rf开关。

背景技术：

如基站等移动通信系统或如移动电话等移动装置通常包括rf(射频)前端，所述rf前端经由一个或多个rf开关将收发器连接到一个或多个天线。包括通常被实施为spdt(单刀双掷)开关的此类rf开关的rf前端可以在收发器的接收模式中将天线连接到低噪声放大器(lna)使得可以接收rf信号或者在收发器的发射模式中将天线连接到功率放大器(pa)使得可以发射rf信号。rf切换功能的关键性能要求是插入损耗(il)。当收发器处于接收模式时，插入损耗直接添加到噪声指数(nf)，所述噪声指数进而可以确定接收器的灵敏度。rf开关il因数还影响pa在收发器的发射模式中的功率输出要求。功率输出要求的增加导致pa电流消耗增加，这进而可能导致包括rf前端电路系统的集成电路的温度的不期望增加。

技术实现要素：

随附的权利要求书中限定了本公开的各个方面。在一个方面，提供了一种用于将天线连接到收发器的rf开关，所述rf开关包括布置在第一端与公共端之间的第一可切换电容器和布置在第二端与所述公共端之间的第二可切换电容器，其中所述第一可切换电容器和所述第二可切换电容器中的每一个均可在通过状态与阻断状态之间切换，其中所述通过状态下的电容值高于所述阻断状态下的电容值。

在一个或多个实施例中，所述rf开关可以另外包括偏置电路，所述偏置电路具有控制输入端并且被配置为响应于所述控制输入端中的控制信号而在所述阻断状态或所述通过状态下偏置双极晶体管。

在一个或多个实施例中，所述rf开关可以另外包括耦合到所述第一端的第一谐振器电路、耦合到所述第二端的第二谐振器电路和耦合到所述公共端的第三谐振器，其中每个谐振器电路在rf频率下的阻抗比在dc下高。

在一个或多个实施例中，所述第一谐振器电路、所述第二谐振器电路和第三谐振器电路可以耦合到所述偏置电路。

在一个或多个实施例中，所述第一谐振器电路、所述第二谐振器电路和所述第三谐振器电路可以包括自谐振线圈。

在所述rf开关的一个或多个实施例中，所述偏置电路可以被配置为向处于所述通过状态的相应双极晶体管供应正向偏置电流并且向处于所述阻断状态的相应双极晶体管供应反向偏置电压。

在所述rf开关的一个或多个实施例中，所述偏置电路可以包括被配置为根据rf信号的功率供应所述正向偏置电流的功率相关自适应电流源。

在所述rf开关的一个或多个实施例中，所述偏置电路可以包括耦合到所述第一端的第一可切换电流源、耦合到所述第一端的第一可切换电压源、耦合到所述第二端的第二可切换电流源、耦合到所述第二端的第二可切换电压源和耦合到所述公共端的公共可切换电压源，其中在第一操作模式中，所述rf开关被配置为使所述第一可切换电流源、所述第二可切换电压源和所述公共可切换电压源能够将所述第一可切换电容器配置为处于通过状态并将所述第二可切换电容器配置为处于阻断状态，并且在第二操作模式中，使所述第二可切换电流源、所述第一可切换电压源和所述公共可切换电压源能够将所述第一可切换电容器配置为处于阻断状态并将所述第二可切换电容器配置为处于通过状态。

在所述rf开关的一个或多个实施例中，所述偏置电路可以包括耦合到所述公共端的电流源、耦合到所述第一端的第一可切换电压源和耦合到所述第二端的第二可切换电压源，其中在第一操作模式中，所述rf开关被配置为使所述第一可切换电压源、所述第二可切换电压源能够将所述第一可切换电容器配置为处于通过状态并将所述第二可切换电容器配置为处于阻断状态，并且在第二操作模式中，使所述第一可切换电压源和所述第二可切换电压源能够将所述第一可切换电容器配置为处于阻断状态并将所述第二可切换电容器配置为处于通过状态。

在所述rf开关的一个或多个实施例中，所述第一可切换电容器和所述第二可切换电容器中的每一个均可以包括基极连接到发射极的相应双极晶体管。

在一个或多个实施例中，第一双极晶体管的集电极和第二双极晶体管的发射极连接到所述公共端。

在所述rf开关的一个或多个实施例中，所述第一双极晶体管的发射极和所述第二双极晶体管的发射极可以连接到所述公共端。

在所述rf开关的一个或多个实施例中，所述第一可切换电容器和所述第二可切换电容器可以包括硅二极管、硅锗二极管、pin二极管、二极管连接的双极晶体管和变容二极管中的一种。

在一个或多个实施例中，所述rf开关可以被配置为spdt开关，其中所述公共端被配置为耦合到天线，所述第一端被配置为耦合到rf放大器输出端并且所述第二端被配置为耦合到rf放大器输入端，并且其中在第一模式中所述第一端和所述第二端中的一个耦合到所述公共端且在第二模式中所述第一端和所述第二端的另一个耦合到所述公共端。

一种移动装置中可以包括所述rf开关的一个或多个实施例。一种5g收发器中可以包括所述rf开关的一个或多个实施例。

附图说明

在附图和说明书中，相似的参考标号指代相似特征。现在仅通过举例的方式详细描述实施例，通过附图示出，在附图中：

图1示出了用于移动装置或基站的5grf收发器，示出了一个信道。

图2示出了使用mos晶体管实施的典型rfspdt开关。

图3示出了代替串联开关使用传输线实施的典型rfspdt开关。

图4示出了根据实施例的rfspdt开关。

图5示出了根据实施例的rfspdt开关。

图6示出了根据实施例的使用反向连接异质结双极晶体管(hbt)的rfspdt开关。

图7a示出了图6的hbt晶体管在导通状态下的等效电路。

图7b示出了图6的反向连接hbt晶体管在导通状态下的频率相关行为。

图8a示出了根据实施例的rfspdt开关。

图8b示出了用于图8a的实施例的示例可切换电流偏置源。

图8c示出了用于图8a的实施例的示例可切换电流偏置源。

图9a示出了根据实施例的rfspdt开关。

图9b示出了用于图9a的实施例的可切换电流偏置源示例。

具体实施方式

图1示出了用于移动装置或基站的示例5grf系统100。5g系统通常利用更高的频段，例如在28ghz和39ghz区域内的频率。5g系统通常运用波束成形技术将rf能量引导到需要rf能量的地方。通过引导rf能量，所需功率量可以减少，并且此外，引导rf能量还可以帮助防止光谱污染。波束成形通常需要多个天线并且因此需要多个rf前端。5grf系统100可以包括天线102、rf信道130和基带电路140。基带电路140可以包括rf混频器和其它模拟和/或数字电路系统。

示出了显示一个rf前端信道130和一个天线102的5grf系统100，但应了解，典型的5g系统中将使用多个信道和天线。

rf信道130可以包括与天线102具有公共连接的第一rfspdt开关110。rf信道130可以包括与基带电路140具有公共连接的第二rfspdt开关120。rf信道130另外包括接收路径，所述接收路径可以由低噪声放大器(lna)106、可变增益放大器(vga)108、矢量调制器112以及连接在第一rf开关110与第二rf开关120之间的输出缓冲器114的串联布置组成。rf信道130另外包括发射路径，所述发射路径可以由输入缓冲器116、矢量调制器118、可变增益放大器122以及连接在第二rf开关120与第一rf开关110之间的功率放大器124的串联布置组成。第一rf开关110也可称为天线开关。

在发射操作模式中，第一rf开关110和第二rf开关120由控制电路(未示出)控制以选择发射路径。在此模式中，基带电路140经由第二rf开关120连接至输入缓冲器116的输入端，并且功率放大器124的输出端经由第一rf开关110连接到天线102。

在接收操作模式中，第一rf开关110和第二rf开关120由控制电路(未示出)控制以选择接收路径。在此模式中，天线102经由第二rf开关120连接到低噪声放大器106的输入端，并且输出缓冲器114的输出端经由第一rf开关110连接到基带电路140。

对于多个天线系统，可以使用另外的开关来组合接收操作模式中的输出缓冲器的多个接收输出信号或拆分相应信道中的每个输入缓冲器的多个发射输入信号。另外，第一rf开关110与天线102之间可以包括带通滤波器。期望rf开关110、120在仍满足如线性度、击穿电压性能、切换时间和噪声指数等其它要求的同时具有低插入损耗值。

图2示出了使用n型mos晶体管实施的典型rfspdt天线开关150。mosfet装置可以通过例如bicmossige技术实施。第一nfetm1具有连接到接地电位158的源极和连接到第一端152的漏极，所述第一端152可以连接到功率放大器输出端(未示出)。第二nfetm2具有连接到接地电位158的源极和连接到第二端154的漏极，所述第二端154可以连接到低噪声放大器输入端(未示出)。第三nfetm3具有连接到第一端152的源极和连接到天线端156的漏极。第四nfetm4具有连接到第二端154的源极和连接到公共或天线端156的漏极。晶体管m1、m2、m3和m4的栅极连接连接到控制电路系统(未示出)。

在天线开关150的操作中，在发射模式中，当晶体管m2和m3打开时，将关闭晶体管m1和m4。在此操作模式中，连接到天线端156的天线将连接到第一端152，所述第一端152可以连接到功率放大器。在接收操作模式中，打开晶体管m1和m4，并且关闭晶体管m2和m3。在接收操作模式中，第二端154将连接到天线端156，并且连接到第二端154的低噪声放大器输入端将能够从连接到天线端156的天线接收信号。

天线开关150通常具有相对较高的插入损耗，所述插入损耗可以为约1.5db。所述插入损耗可能是由mosfet的导通电阻。插入损耗还可能是由于mosfet漏极和/或源极到栅极与衬底之间的大寄生电容。

图3示出了使用传输线(tl)来避免使用串联开关的替代性典型rfspdt开关160。第一nfetm5具有连接到接地电位168的源极和连接到第一端162的漏极，所述第一端162可以连接到功率放大器输出端(未示出)。第二nfetm6具有连接到接地电位168的源极和连接到第二端164的漏极，所述第二端164可以连接到低噪声放大器输入端(未示出)。第一四分之波长(λ/4)传输线170连接在第一端162与天线端166之间。第二四分之波长(λ/4)传输线172连接在第二端164与天线端166之间。晶体管m5和m6的栅极连接连接到控制电路系统(未示出)。

在发射操作模式中，将关闭第一晶体管m5，并且将打开第二晶体管m6。第二传输线172将充当阻抗逆变器并将第二晶体管m6的低导通状态阻抗变换为天线端处的开路。这使rf信号能够在第一端162与天线端166之间的分支中流动。

在接收操作模式中，将打开第一晶体管m5，并且将关闭第二晶体管m6。第一传输线170将第一晶体管m5的低导通状态阻抗变换为天线处的开路。这使rf信号能够在第二端164与天线端166之间的分支中流动。

可以在高频率例如10ghz以上的频率下使用rf开关160。然而，插入损耗可能仍然相对较高。此外，当传输线170、172实施为集成电路上的微带线或共面波导时，其可以是庞大的，这可能导致另外的损耗。当传输线用如电感器或电容器等集总元件实施时，由于片上电感器或线圈的低q因数，rf开关160可能会有损耗。

图4示出了根据实施例的rf开关200。第一可切换电容器210连接在第一端202与公共端206之间。第二可切换电容器220连接在第二端204与公共端206之间。可被视为偏置电路的控制电路230可以具有控制输入端214。偏置电路230可以具有连接到第一可切换电容器210的第一控制输出端212。偏置电路230可以具有连接到第二可切换电容器220的第二控制输出端208。

在操作中，第一可切换电容器210和第二可切换电容器220可以被配置为处于由在控制输入端214上接收的控制信号确定的阻断状态或通过状态。接收到的控制信号进而确定提供给第一控制输出端212上的第一可切换电容器210和第二控制输出端208上的第二可切换电容器220的控制信号。如果用作天线开关，第一端202可以连接到功率放大器输出端(未示出)，第二端204可以连接到低噪声放大器输入端(未示出)并且公共端206可以连接到天线。

当期望的rf信号被第一端202与公共端206或第二端204与公共端206之间的路径基本上阻断时，可切换电容器210、220可被认为处于阻断状态或断开状态。

当期望的rf信号可以通过第一端202与公共端206或第二端204与公共端206之间的路径时，可切换电容器210、220可被视为处于通过状态或导通状态。

偏置电路230被配置为使得在第一操作模式中，第一可切换电容器210处于阻断状态且第二可切换电容器220处于通过状态，并且在第二操作模式中，第一可切换电容器210处于通过状态且第二可切换电容器220处于阻断状态。当不需要发射或接收功能时，偏置电路230可以被另外配置为使得第一可切换电容器210和第二可切换电容器220均处于阻断状态。

当第一可切换电容器210或第二可切换电容器220处于阻断状态或断开时，相应可切换电容器210、220的电容相对较小。当第一可切换电容器210或第二可切换电容器220处于通过状态或导通时，相应可切换电容器210、220的电容相对较大。

当通过状态下的电容c的值相对于操作频率ω和阻抗水平z足够大时，也就是说c＞1/ωz，其中z通常为50ω，可切换电容器210、220可以用于以非常低的il将在可切换电容器的一个端处接收到的ac信号耦合到第二端。例如，28ghz下的1pf电容器的阻抗为5.7ω，但产生了0.014db的il值。相比之下，5.7ω的电阻器会产生0.5db的il值。

此外，通过使用电容器作为传递装置，可能不会产生额外的噪声，这可以进一步提高噪声因数。本公开的发明人已经了解到，通过使用可切换电容器而非常规开关拓扑，可以实施具有低il的用于天线的rf开关。发明人已经另外了解到，rf开关200可以特别用于具有较高rf频率例如10ghz以上的频率的系统。

图5示出了根据实施例的rf开关250。具有二极管d1的第一可切换电容器260连接在第一端252与公共端256之间。具有二极管d2的第二可切换电容器270连接在第二端254与公共端256之间。偏置电路280可以具有控制输入端264。偏置电路280可以具有连接到第一端252的第一控制输出端258。偏置电路280可以具有连接到第二端254的第二控制输出端262。偏置电路280可以具有连接到公共端256的第三控制输出端266。

在rf开关250的操作中，在由控制输入端264上接收的控制信号确定的第一模式中，偏压电路280可以通过向控制输出端258、262、266施加适当的电压和/或电流来正向偏置二极管d1并反向偏置二极管d2。正向偏置二极管d1的电容值可以远远高于反向偏置二极管d2。在此第一操作模式中，第一可切换电容器260被配置为处于导通状态或通过状态，并且第二可切换电容器270处于断开状态或阻断状态。例如，在此第一模式中操作期间，在可以连接到天线(未示出)的公共端256上接收的rf信号可以经由二极管d1传递到可以例如连接到低噪声放大器的输入端(未示出)的第一端252。

在由控制输入端264上接收的控制信号确定的第二工作模式中，偏置电路218可以通过向控制输出端258、262、266施加适当的电压和/或电流来反向偏置二极管d1并正向偏置二极管d2。正向偏置二极管d2的电容值可以远远高于反向偏置二极管d1。在第二操作模式中，第一可切换电容器260被配置为处于断开状态或阻断状态，并且第二可切换电容器270被配置为处于导通状态或通过状态。

例如，在此第二模式中操作期间，在可以连接到功率放大器输出端(未示出)的第二端254上发射的rf信号可以经由二极管d2传递到可以例如连接到天线(未示出)的公共端256。

在rf开关250中，只要偏置电路280提供适当的偏置电压和/或电流，二极管d1、d2的取向可以在任一方向上。这是因为二极管被用来实施可切换电容器而非常规二极管功能。在其它例子中，二极管d1、d2可以被pin二极管、变容二极管装置或二极管连接的双极晶体管代替。

图6示出了根据实施例的rf开关300。第一端302与公共端306之间连接有具有二极管连接的反向晶体管q1的第一可切换电容器310。第二端304与公共端306之间连接有具有二极管连接的反向晶体管q2的第二可切换电容器320。如本文所使用的，术语二极管连接的反向晶体管是指基极连接到发射极的双极晶体管，如异质结双极晶体管(hbt)。这种晶体管用于与正常晶体管操作相反的配置中。如图6所示，q1和q2被示出为npn晶体管。在其它例子中，可以使用pnp晶体管。

偏置电路330可以具有控制输入端314。偏置电路330可以具有连接到第一谐振器322的第一端的第一控制输出端312。偏置电路330可以具有连接到第二谐振器326的第一端的第二控制输出端308。偏置电路330可以具有连接到第三谐振器324的第一端的第三控制输出端316。第一谐振器322的第二端可以连接到第一端302。第二谐振器326的第二端可以连接到第二端304。第三谐振器324的第二端可连接到公共端306。

作为自谐振线圈或通过其它电路技术，谐振器322、324、326可以实施为并联lc电路。谐振器322、324、326可以在例如大于10ghz的所需rf频率下具有相对较高的阻抗并且在dc下具有低得多的阻抗以在低电压降下供应任何偏置电流。谐振器322、324、326还可以抑制带外信号。

在rf开关300的操作中，在由控制输入端314上接收的控制信号确定的第一模式中，偏置电路330可以通过向控制输出端312、308、316施加适当的电压和/或电流来正向偏置晶体管q1的基极-集电极pn结并反向偏置晶体管q2的基极-集电极pn结。在此第一操作模式中，第一可切换电容器310被配置为处于导通状态或通过状态，并且第二可切换电容器320处于断开状态或阻断状态。例如，在此第一模式中操作期间，在可以连接到天线(未示出)的公共端306上接收的rf信号可以经由晶体管q1传递到可以例如连接到低噪声放大器的输入端(未示出)的第一端302。

在由控制输入端314上接收的控制信号确定的第二操作模式中，偏置电路330可以通过向控制输出端312、308、316施加适当的电压和/或电流来反向偏置晶体管q1的基极-集电极pn结并正向偏置晶体管q2的基极-集电极pn结。在第二操作模式中，第一可切换电容器310被配置为处于断开状态或阻断状态，并且第二可切换电容器320被配置为处于导通状态或通过状态。

例如，在此第二模式中操作期间，在可以连接到功率放大器输出端(未示出)的第二端304上发射的rf信号可以经由晶体管q2传递到可以例如连接到天线(未示出)的公共端306。

如所示，q1和q2的发射极连接连接到公共端306。然而，由于q1和q2被用作可切换电容而非其常规晶体管功能，因此只要使用适当的偏置，q1和q2的取向是不相关的。因此，在其它例子中，q1和q2中的一个或两个可以沿与所示方向相反的方向连接。

对于rf开关300，当晶体管q1和q2被配置为处于阻断或断开状态时，晶体管q1和q2的集电极-基极结的击穿电压相对较高。如果使用高压晶体管实施q1和q2，则尤其如此，所述高压晶体管可以使用具有与高速晶体管相比更低的掺杂水平的集电极。较低的掺杂水平还产生了断开状态下所需的较低反向集电极-基极电容。大的反向偏置电压也可以降低集电极-基极电容。由于断开状态装置应当能够承受传递路径的可能大的信号，因此是击穿电压的大约一半的反向偏置电压可以是最佳的。在此情况下，最大负振幅将达到击穿极限，而最大正振幅将达到装置无法保持其断开状态并开始打开的点。

当双极晶体管q1和q2被配置为处于通过或导通状态模式时，反向晶体管的发射频率(transmitfrequency)ft可以远远低于正向晶体管。在一些例子中，与正常的正向晶体管相比，反向晶体管的ft可以小10倍以上。这意味着需要小10倍以上的电流来得到一定的导通状态扩散电容。在一些例子中，反向晶体管q1可以在导通状态下偏置超过峰值ft，例如在与产生最大ft性能的电流密度相比大10倍的电流密度下，以进一步增加扩散电容。

二极管连接的反向晶体管q1、q2的另外的优点是存在发射极。将发射极短接到基极可以保护基极-发射极结，防止反向电压。但这并不会使发射极失效：发射极将携带通过反向晶体管的β将其带离基极的大多数偏置电流。例如，如果反向β为100，偏置电流为4ma，则基极电流仅为40ua。如果发射极不存在，则4ma将会全部被驱动到p型基极中。在发射极-基极-集电极npn装置的竖直结构中，存在由基极-集电极-衬底形成对应的寄生竖直pnp结构的p型衬底。因此，寄生pnp中较少的偏置电流可能导致较少电流注入到衬底中。由于衬底电流具有宽带噪声，因此这不仅在dc下是有利的还可以提高通过rf开关300切换的信号的操作频率下的nf。

图7a示出了二极管连接的反向晶体管q1和q2在导通状态或通过状态下的等效电路350。等效电路350由与扩散电容cdiff和电阻1/gm的并联布置串联的接触电阻r接触组成，其中gm是从指数双极iv转移曲线得出的跨导并且可以通过集电极电流除以热电压kt/q来确定。晶体管q1和q2的集电极电流等于处于通过状态时的偏置电流。

图7b示出了根据等效电路350被视为正向偏置的集电极基极结的导通状态阻抗的实部的作为频率函数的导通状态电阻r导通的图360。y轴362示出了在零欧姆与20欧姆之间变化的以欧姆为单位的导通电阻r导通。x轴364示出了在一百兆赫与100ghz的频率之间变化的、对数尺度上的频率。示出了三个区域。区域1的频率从100mhz到约2ghz变化，用虚线368标记。区域2在值为约2ghz的虚线368到值为约40ghz的虚线370之间变化。区域3覆盖40ghz以上的频率。线366示出了r导通值的变化。在第一区域中，r导通由1/gm的值主导并且基本上恒定。在第二区域中，频率变得比晶体管的过渡频率大，并且扩散电容cdiff开始越来越占主导地位，从而产生了降低的有效电阻r导通。在区域3中，接触电阻限制了导通状态电阻r导通的值的任何另外的降低。

通过在接触电阻主导r导通值的频率下操作rf开关300，本公开的发明人已经了解到，rf信号主要流过扩散电容而不流过二极管电导。以此方式，可以实施具有低插入损耗的rf开关。由于跨导噪声可以被扩散电容器短路，因此rf开关300可以具有低噪声。由于扩散电容器因不存在对二极管电导的调制而在很大程度上恒定，因此rf开关300可以具有高小信号线性度，从而产生了较高的三阶拦截点ip3值。因为通过二极管电导的偏置电流未被rf电流驱动到零，因此rf开关300可以具有高大信号线性度，从而产生较高的1db压缩点值。

图8a示出了根据实施例的rf开关400。具有二极管连接的反向晶体管q1a的第一可切换电容器410连接在第一端402与公共端406之间。具有二极管连接的反向晶体管q2a的第二可切换电容器420连接在第二端404与公共端406之间。如本文所使用的，术语二极管连接的反向晶体管是指基极连接到发射极的双极晶体管，如异质结双极晶体管(hbt)。这种晶体管用于与正常晶体管操作相反的配置中。如图8a所示，q1a和q2a被示出为npn晶体管。q1a的发射极连接到第一端402。q2a的发射极连接到公共端406。

偏置电路430可以具有控制输入端414。偏置电路430可以具有连接到第一谐振器422的第一端的第一控制输出端412。偏置电路430可以具有连接到第二谐振器426的第一端的第二控制输出端416。偏置电路430可以具有连接到第三谐振器424的第一端的第三控制输出端418。第一谐振器422的第二端可以连接到第一端402。第二谐振器426的第二端可以连接到第二端404。第三谐振器424的第二端可以连接到公共端406。

第一谐振器422可以包括电容器c1a和电感器l1a在第一谐振器第一端与第一谐振器第二端之间的并联布置。第二谐振器426可以包括电容器c2a和电感器l2a在第二谐振器第一端与第二谐振器第二端之间的并联布置。第三谐振器424可以包括电容器c3a和电感器l3a在第三谐振器第一端与第三谐振器第二端之间的并联布置。

偏置电路430可以包括第一可切换电流源si1，所述第一可切换电流源si1布置在被配置为供应电压vcc的供电轨432与第一控制输出端412之间。偏置电路430可以包括第一可切换电压源442。第一可切换电压源442可以具有nmos晶体管mn3，所述nmos晶体管mn3具有连接到可以是地的公共供电轨434的源极、连接到第一控制输出端412的漏极和连接到节点a的栅极。

偏置电路430可以包括布置在公共供电轨434与第二控制输出端416之间的第二可切换电流源si2。偏置电路430可以包括第二可切换电压源440。第二可切换电压源440可以具有pmos晶体管mp3，所述pmos晶体管mp3具有连接到供电轨432的源极、连接到第二控制输出端416的漏极和连接到节点d的栅极。

偏置电路430可以包括公共可切换电压源438。公共可切换电压源438可以包括第一pmos晶体管mp1和第二pmos晶体管mp2在供电轨432与第三控制输出端418之间的串联共源共栅布置。公共可切换电压源438可以包括第一nmos晶体管mn1和第二nmos晶体管mn2在供电轨434与第三控制输出端418之间的串联共源共栅布置。第一pmos晶体管mp1的栅极可以连接到节点b。第二pmos晶体管mp2和第二nmos晶体管mn2的栅极可以连接到偏置供电轨436，所述偏置供电轨436可以供应vcc/2的电压。第一nmos晶体管mn1的栅极可以连接到节点c。使用共源共栅安排允许在较低电压例如2.5伏下操作的mos晶体管与较高供应电压水平vcc例如5伏一起使用。在其它例子中，可以用单个pmos和nmos晶体管来代替共源共栅布置。偏置电路430不需要电荷泵来生成负电压或大于vcc的电压。

偏置电路430可以包括偏置控制444，所述偏置控制444具有连接到控制输入端414的输入端，所述输入端可以是控制总线。偏置控制444可以连接到供电轨432、偏置电源436和公共轨434。偏置控制444可以具有分别连接到节点a、b、c、d的四个输出端。

在rf开关400的操作中，在可以由控制输入端414上接收的控制信号确定的第一模式中，偏置电路430可以通过向q1a施加正向电流和向q2a施加反向电压来正向偏置晶体管q1a的基极-集电极pn结并反向偏置晶体管q2a的基极-集电极pn结。在此第一操作模式中，第一可切换电容器410被配置为处于导通状态或通过状态，并且第二可切换电容器420处于断开状态或阻断状态。例如，在此第一模式中操作期间，在可以连接到天线(未示出)的公共端406上接收的rf信号可以经由晶体管q1a传递到可以例如连接到低噪声放大器的输入端(未示出)的第一端402。

在此第一模式中，偏置电流由第一可切换偏置电流源si1供应。通过某种控制装置(未示出)关闭第二可切换偏置源si2。在偏置控制444的控制下，反向偏置电压可以由可切换电压源438、440、442生成。

当si1打开时，q1a将打开并且si2/q2a关闭。公共端406上的电压在接地电位附近时较低，因为可切换电压源438中的nmos晶体管mn1、mn2是打开的。打开可切换电压源440中的pmos晶体管mp3以使q2a的反向偏压等于vcc，所述反向偏压可以是例如5v。可切换电压源442中的nmos晶体管mn3是断开的，因为这个点处的电压已经由q1a的正向电压确定。在第一模式中，公共端406有效地连接到rf信号的第一端402。

在可以由控制输入端414上接收的控制信号确定的第二操作模式中，偏置电路430可以通过向q1a施加反向电压和向q1b施加正向电流来反向偏置晶体管q1a的基极-集电极pn结并正向偏置晶体管q2a的基极-集电极pn结。在第二操作模式中，第一可切换电容器410被配置为处于断开状态或阻断状态，并且第二可切换电容器420被配置为处于导通状态或通过状态。

例如，在此第二模式中工作期间，在可以连接到功率放大器输出端(未示出)的第二端404上发射的rf信号可以经由晶体管q2a传递到可以例如连接到天线(未示出)的公共端406。

在此第二模式中，偏置电流由第二可切换偏置电流源si2供应。关闭第一可切换偏置电流源si1。在偏置控制444的控制下，反向偏置电压可以由可切换电压源438、440、442生成。

与第一模式相比，第二模式中的所有可切换性都是相反的。当si2/q2a导通时，公共端406在vcc附近时是高的，并且连接到第二端404，而第一端402通过vcc反向电压被断开状态的q1a隔离。应了解，在如5g基站或移动装置等rf通信系统中，第一端402或第二端404可以连接到lna或pa。

偏置控制444可以在每个输出节点a、b、c和d上生成电压，如表1中针对第一模式和第二模式所示。应了解，偏置控制444的电路系统可以例如实施为由控制输入端414控制的模拟多路复用器。

表1

rf开关400可以用于实施可切换电容器，所述可切换电容器在几毫安偏置电流下的阻断或断开状态电容值为例如c断开或约12ff并且通过或导通状态电容值c导通为约3pf。

lc并联谐振器422、424、426可以在所需5g频率下具有高阻抗并且在dc下具有低阻抗以使传递电流能够具有低电压降。因此，谐振器422、424、426可以将偏置电路系统430与从第一端402或第二端404到公共端406的rf信号路径隔离。在rf信号频率下，偏置电路系统430中的电流源si1和si2的输出阻抗可能不够高。这可能导致电流源负载rf信号路径并因此降低插入损耗。通过使用谐振器422、424、426隔离偏置电路，可以降低插入损耗。lc谐振器422、424、426还可以添加选择性，这可能有望抑制带外信号。在一些例子中，谐振器422、424、426可以实施为自谐振线圈。在自谐振线圈中，并联c寄生线圈结构。使用lc谐振器而非单独使用电感可以减小所需电感线圈的大小。

rf开关400允许将全部供应电压vcc用作结的反向阻断电压。这给出了最小断开状态电容并且相对于2倍vcc的击穿电压可以是最佳电压，所述最佳电压可以为约10v。

图8b示出了可以用于实施图8a所示的rf开关400中的电流源si1的可切换电流源450的示例实施方式。pmos晶体管mp4和电阻器r1的串联布置可以连接在供电轨432与第一控制输出端412之间。pmos晶体管mp4的栅极可以如rf开关400所示连接到节点d。在操作中，pmos晶体管mp4可以由偏置控制电路444控制以在第一操作模式中提供偏置电流。应了解，在其它例子中，还可以使用可切换电流源的不同实施方式。

图8c示出了可以用于实施图8a所示的rf开关400中的电流源si2的可切换电流源460的示例实施方式。nmos晶体管mn4和电阻器r2的串联布置可以连接在公共轨434与第二控制输出端416之间。nmos晶体管mn4的栅极可以如rf开关400所示连接到节点a。在操作中，nmos晶体管mn4可以由偏置控制电路444控制以在第二操作模式中提供偏置电流。应了解，在其它例子中，还可以使用可切换电流源的不同实施方式。

图9a示出了根据实施例的rf开关500。具有二极管连接的反向晶体管q1b的第一可切换电容器510连接在第一端502与公共端506之间。具有二极管连接的反向晶体管q2b的第二可切换电容器520连接在第二端504与公共端506之间。如本文所使用的，术语二极管连接的反向晶体管是指基极连接到发射极的双极晶体管，如异质结双极晶体管(hbt)。如图9a所示，q1b和q2b被示出为npn晶体管。在其它例子中，可以使用pnp晶体管、二极管或变容二极管。q1b的发射极连接到公共端506。q2b的发射极连接到公共端506。

偏置电路530可以具有控制输入端514。偏置电路530可以具有连接到第一谐振器522的第一端的第一控制输出端512。偏置电路530可以具有连接到第二谐振器526的第一端的第二控制输出端516。偏置电路530可以具有连接到第三谐振器524的第一端的第三控制输出端518。第一谐振器522的第二端可以连接到第一端502。第二谐振器526的第二端可以连接到第二端504。第三谐振器524的第二端可以连接到公共端506。

第一谐振器522可以包括电容器c1b和电感器l1b在第一谐振器第一端与第一谐振器第二端之间的并联布置。第二谐振器526可以包括电容器c2b和电感器l2b在第二谐振器第一端与第二谐振器第二端之间的并联布置。第三谐振器524可以包括电容器c3b和电感器l3b在第三谐振器第一端与第三谐振器第二端之间的并联布置。

偏置电路530可以包括电流源icom，所述电流源icom布置在被配置为供应电压vcc的供电轨532与第三控制输出端518之间。

偏置电路530可以包括第一可切换电压源542。第一可切换电压源542可以包括第一pmos晶体管mp1a和第二pmos晶体管mp2a在供电轨532与第一控制输出端512之间的串联布置。第一可切换电压源542可以包括第一nmos晶体管mn1a和第二nmos晶体管mn2a在公共轨534与第一控制输出端512之间的串联布置。第一pmos晶体管mp1a的栅极可以连接到节点e。第二pmos晶体管mp2a和第二nnmos晶体管mn2a的栅极可以连接到偏置供电轨536，所述偏置供电轨536可以供应电压vcc/2。第一nmos晶体管mn1a的栅极可以连接到节点f。

偏置电路530可以包括第二可切换电压源540。第二可切换电压源540可以包括第一pmos晶体管mp1b和第二pmos晶体管mp2b在供电轨532与第二控制输出端516之间的串联共源共栅布置。第二可切换电压源540可以包括第一nmos晶体管mn1b和第二nmos晶体管mn2b在公共轨534与第二控制输出端516之间的串联共源共栅布置。第一pmos晶体管mp1b的栅极可以连接到节点g。第二pmos晶体管mp2b和第二nmos晶体管mn2b的栅极可以连接到偏置供电轨536，所述偏置供电轨536可以供应电压vcc/2。第一nmos晶体管mn1b的栅极可以连接到节点h。偏置电路530不需要电荷泵来生成负电压或大于vcc的电压。

偏置电路530可以包括具有连接到控制输入端514的输入端的偏置控制544，所述输入端可以是控制总线。偏置控制544可以连接到供电轨532、偏置电源536和公共轨534。偏置控制544可以具有分别连接到节点e、f、g、h的四个输出端。

在操作rf开关500时，电流源icom始终是导通的并在公共端506处产生约为q1b或q2b各自的正向电压的电压。

在可以由控制输入端514上接收的控制信号确定的第一模式中，偏置电路530可以通过向q1b施加正向电流和向q2b施加反向电压来正向偏置晶体管q1b的基极-集电极pn结并反向偏置晶体管q2b的基极-集电极pn结。在此第一操作模式中，第一可切换电容器510被配置为处于导通状态或通过状态，并且第二可切换电容器520处于断开状态或阻断状态。例如，在此第一模式中操作期间，在可以连接到天线(未示出)的公共端506上接收的rf信号可以经由晶体管q1b传递到可以例如连接到低功率放大器的输入端(未示出)的第一端502。

在可以由控制输入端514上接收的控制信号确定的第二模式中，偏置电路530可以通过向q2b施加正向电流和向q1b施加反向电压来反向偏置晶体管q1b的基极-集电极pn结并正向偏置晶体管q2b的基极-集电极pn结。在此第二操作模式中，第一可切换电容器510被配置为处于断开状态或阻断状态，并且第二可切换电容器520处于导通状态或通过状态。例如，在此第一模式中操作期间，在可以连接到功率放大器(未示出)的第二端504上接收的rf信号可以经由晶体管q2b传递到可以例如连接到天线(未示出)的公共端506。

偏置控制544可以在每个输出节点e、f、g和h上生成电压，如表2中针对第一模式和第二模式所示。应了解，偏置控制544的电路系统可以例如实施为由控制输入端514控制的模拟多路复用器。

表2

在此第一模式中，第一端502经由nmos晶体管mn1a、mn2a连接到地534，并且第二端504经由pmos晶体管mp1b和mp2b连接到vcc532。在此第二模式中，第一端502经由pmos晶体管mp1a、mp2a连接到vcc532，并且第二端504经由nmos晶体管mn1b和mn2b连接到地534。

rf开关500可以用于例如实施可切换电容器，所述可切换电容器在几毫安的偏置电流下的阻断或断开状态电容值c断开例如为约12ff并且通过或导通状态电容值c导通为约3pf。此rf开关500可以具有低插入损耗。由于q1b和q2b的发射极均连接到公共端506，因此噪声因集电极到阻断路径中的衬底的寄生连接而降低。

图9b示出了可以用于rf开关500中的电流源icom的功率自适应电流偏置源550。功率自适应电流偏置源550可以包括由npn双极偏置晶体管qb1和qb2形成的第一电流镜和使用pmos晶体管mb1和mb2形成的第二电流镜。供电轨532与第一偏置晶体管qb1的集电极之间可以布置有电流基准552。第一偏置晶体管qb1可以具有连接到电阻rb1的第一端的基极。第一偏置晶体管qb1可以具有连接到公共轨534的发射极。电阻rb1的第二端可以连接到第二偏置晶体管qb2的基极560。第一电容器c1可以连接在rf输入端562与第二晶体管qb2的基极560之间。rf输入端562通常可以连接到功率放大器(未示出)，所述功率放大器具有连接到rf开关500的第一端502或第二端504的输出端。对于具有多个放大器级的功率放大器，rf输入端562可以连接到最终放大器级的输入端。在其它例子中，rf输入端562可以连接到第一端502、第二端504或公共端506。

第二偏置晶体管qb2的集电极556可以连接到第一pmos晶体管mb2的栅极和第二pmos晶体管mb2的栅极。第二偏置晶体管qb2的集电极556可以连接到第二电容器c2的第一端。第二电容器c2的第二端可以连接到供电轨532。第二偏置晶体管qb2的集电极556可以连接到第二pmos晶体管mb2的漏极。第一pmos晶体管mb1的源极和第二pmos晶体管mb2的源极可以连接到供电轨532。第一pmos晶体管mb1的漏极可以连接到第二控制输出端518。

在功率自适应偏置电路550的操作中，电流源552提供的基准电流iref可以被由qb1和qb2形成的电流镜以由这两个晶体管qb1和qb2的相对尺寸确定的比率复制。例如，晶体管qb2的尺寸可以被设定为使得qb2的集电极电流是基准电流iref的10倍。然后，qb2提供的电流被由pmos晶体管mb1和mb2形成的电流镜复制以向rf开关500的公共端506提供偏置电流i偏置。

在操作中，在rf输入端562上接收的rf信号可以增加qb2的基极电流并且因此增加qb2的集电极电流并且因此增加由pmos晶体管mb1和mb2形成的电流镜所提供的偏置电流。偏置电流可以根据rf信号的功率在最小静态电流值以上变化。

可以优选通常约1ma的低偏置电流来实现低功耗并因此降低ic的热量。约40dbm下时的关联小信号ip3线性度可以是足够的，但在这些低偏置电流下，约10dbm时的大信号p1db压缩可能不够。通过(仅)在功率较大时增加偏置电流，可以在保持所需开关性能的同时降低总功耗。

应了解，自适应电流偏置电路也可以实施为可切换的电流源并用于在本文所描述的rf开关的其它实施例中。

描述的实施例可以用于实施具有低插入损耗il的rf开关，所述低插入损耗il可以为约0.5db或更小。此il可以是对已知rf开关的改进1db。1db的改进使pa能够降低其偏置电流超过几毫安(ma)，因为这相比于天线处的相同输出功率而言可以使其最大p输出下降1db。此1db改进还可以将接收器的nf降低1db。

所示实施例实施rfspdt开关。应了解，在其它例子中，可以实施rf开关的不同配置。

rf开关的实施例可以包括在rf通信系统100中以代替spdt开关110、120。rf开关的实施例可以用于实施毫米波(mmw)rf开关。

在其它例子中，rf开关的实施例可以用于其它高频无线应用，如用于在大于10ghz的频率下进行汽车操作的5g移动、雷达、卫星或专用短程通信(dsrc)，这可以得益于实现低插入损耗的描述的方法。频率越高，达到期望的操作模式所需的电流越小，在所述期望的模式中，扩散电容开始主导(非线性)二极管电导。可替代地，在几ghz的较低频率下，例如对于如4g移动或wlan等应用，本文所描述的rf开关可以在较高的偏置电流下使用。

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