本发明涉及运算跨导放大器技术领域，更具体地说，它涉及一种交叉结构高增益两级运算跨导放大器。
背景技术：
运算跨导放大器是较多系统中不可或缺的一部分，作为一种省去了缓冲输出的运算放大器，运算跨导放大器具有较高的输出阻抗，是一种电压/电流模式混合电路，其性能决定了整个集成电路系统的性能，成为微电子领域的研究热点。
目前，现有的两级运算放大器结构一般为简单两级运算放大器结构、套筒式共源共栅结构和折叠式共源共栅结构。其中，简单运算放大器结构的增益往往比较低，难以达到实用要求；而套筒式和折叠式结构会使晶体管数目增加，提高电路的复杂度，并且这两种结构都是以增大电路的输出阻抗为出发点，从而提高增益，但过大的输出电阻也会引起输出极点的频率降低，降低电路的稳定性。
现有技术中的两级运算结构，如图1所示，包括由pmos管m1和pmos管m2组成差分放大器电路的输入管、由nmos管m3和nmos管m4构成一组电流镜、由nmos管m5和nmos管m6构成一组电流镜以及由pmos管m7和pmos管m8构成一组电流镜；nmos管m3和pmos管m1的漏极相连并作为pmos管m1的有源负载，nmos管m5和pmos管m2的漏极相连并作为pmos管m2的有源负载；pmos管m9的漏极连接pmos管m1和pmos管m2的源极作为电流源。电阻r1、r2、r3以及nmos管m12构成偏置电路，为pmos管m9提供合适的栅极电压。
pmos管m9的漏极输出第一级放大信号，pmos管m10和nmos管m11构成第二级放大电路，pmos管m10的漏极连接nmos管m11的漏极，漏极连接点之间输出第二级放大信号，即为图1中的输出电压vout。电容cc和电阻rc构成密勒补偿结构，电容cl是放大器电路的负载电容。
正相输入信号vi1从pmos管m1的栅极输入，反相输入信号vi2从pmos管m2的栅极输入，通过第一级放大器电路放大后，从pmos管m10的漏极输出，即第一级放大电路的增益是一个负值，说明输出信号是对输入信号的放大并且反相；第一级放大电路的输出作为第二级放大电路的输入从pmos管m10输入，第二级放大器电路的增益也为负值。输出信号与地之间连接负载电容cl。
因此，如何设计一种电路稳定、低功耗、高增益的两级运算跨导放大器是我们目前迫切需要解决的问题。
技术实现要素：
本发明的目的是提供一种交叉结构高增益两级运算跨导放大器，具有在电路稳定和低功耗的情况下，提高电路的增益、共模抑制比和电源抑制比的效果。
本发明的上述技术目的是通过以下技术方案得以实现的：一种交叉结构高增益两级运算跨导放大器，包括两级放大电路、阻尼因子控制模块电路和为电路结构提供偏置电压的偏置电路；
所述两级放大电路的第一级放大电路为pmos管差分输入放大电路，第二级放大电路为共源增益级的互补推挽驱动电路；所述pmos管差分输入放大电路的输出端与所述共源增益级的互补推挽驱动电路的输入端连接；
所述阻尼因子控制模块电路与所述pmos管差分输入放大电路的输出端连接；
所述共源增益级的互补推挽驱动电路的输出端与输入端之间设有用于形成密勒补偿通路的第一电容c1。
通过采用上述技术方案，第一级放大电路采用pmos管差分输入放大电路，使得电路具有较低的输入噪声和输入共模电平；第二级放大电路采用共源增益级的互补推挽驱动电路，提高电路的增益，以及降低静态电流；阻尼因子控制模块电路和第一电容c1共同构成频率补偿结构，第一电容c1形成的密勒补偿通路为电路提供主极点，便于提高电路稳定性。
本发明进一步设置为：所述pmos管差分输入放大电路包括构成四管输入的第一mos晶体管m1a、第二mos晶体管m1b、第三mos晶体管m2a和第四mos晶体管m2b；所述第一mos晶体管m1a和第二mos晶体管m1b的栅极连接同向输入电压vi1；所述第三mos晶体管m2a和第四mos晶体管m2b的栅极连接反向输入电压vi2。
通过采用上述技术方案，将第一mos晶体管m1a和第二mos晶体管m1b的栅极组作为第一级放大电路的同相输入端，以及将第三mos晶体管m2a和第四mos晶体管m2b的栅极组作为第一级放大电路的反相输入端，便于提高第一级放大电路的输入跨导，进而提高整个电路的电压增益。
本发明进一步设置为：所述第一mos晶体管m1a和所述第二mos晶体管m1b的通过电流的电流比为1:3。
通过采用上述技术方案，便于提高第一级放大电路的输入阻抗。
本发明进一步设置为：所述pmos管差分输入放大电路还包括由第七nmos管m5a、第八nmos管m5b、第九nmos管m6a和第十nmos管m6b组成电流镜以及作为电流源的第十一pmos管m7；所述第十一pmos管m7的源极连接电源电压vdd，第十一pmos管m7的漏极连接所述第一mos晶体管m1a、第二mos晶体管m1b、第三mos晶体管m2a和第四mos晶体管m2b的源极。
通过采用上述技术方案，将有源电流镜与输入mos晶体管进行匹配，便于为电路结构提供多流偏置电流。
本发明进一步设置为：所述pmos管差分输入放大电路还包括第五nmos管m3和第六nmos管m4，第五nmos管m3和第六nmos管m4的漏极分别交叉连接到所述第一mos晶体管m1a和第三mos晶体管m2a的漏极；所述第五nmos管m3和第六nmos管m4的源极分别与第七nmos管m5a和第九nmos管m6a的漏极连接。
通过采用上述技术方案，将电流镜与输入mos晶体管通过过交叉耦合的方式连接，便于提高电流镜的匹配性。
本发明进一步设置为：所述pmos管差分输入放大电路还包括第十二pmos管m8、第十三pmos管m9、第十四nmos管m10和第十五nmos管m11；所述第十二pmos管m8、第十三pmos管m9以及第十四nmos管m10、第十五nmos管m11的栅极两两相连后组成两组电流镜；所述第十二pmos管m8和第十三pmos管m9的源极连接电源电压vdd；所述第十四nmos管m10和第十五nmos管m11的源极接地。
通过采用上述技术方案，利用两组电流镜，便于提高电流镜的精度。
本发明进一步设置为：所述共源增益级的互补推挽驱动电路包括第十六pmos管m12和第十七nmos管m13；所述第十六pmos管m12的源极连接电源电压vdd，第十六pmos管m12的漏极与所述第十七nmos管m13的漏极连接；所述第十六pmos管m12的栅极与所述pmos管差分输入放大电路的输出端连接，所述第十七nmos管m13的源极接地。
通过采用上述技术方案，第十六mos晶体管m12的栅极连接第一级放大电路的输出端作为第二级放大电路的输入端，第十七nmos管m13的漏极连接第二级放大电路的输出端并为第二级放大电路提供电流源负载，第十六mos晶体管m12和第十七nmos管m13组成第二级放大电路，构成共源增益级的互补推挽驱动电路。
本发明进一步设置为：所述偏置电路包括第十八nmos管m14和第一电阻r1、第二电阻r2和第三电阻r3；所述第十八nmos管m14的漏极与所述第一电阻r1相连，所述十八nmos管m14的漏极作为偏置电路的输出端与所述第十一pmos管m7的栅极连接。
通过采用上述技术方案，利用十八nmos管m14的栅源电压vgs的钳位作用，并采用第二电阻r2和第三电阻r3串联的倍增效应，提供与vgs成比例关系的偏置电压。
本发明进一步设置为：所述阻尼因子控制模块电路包括第十九pmos管m15、第二十nmos管m16、第四电阻rdfc和第二电容cdfc；所述第四电阻rdfc和第二电容cdfc串联后，第四电阻rdfc的另一接线端与第十九pmos管m15的栅极连接，第二电容cdfc的另一接线端与第二十nmos管m16的漏极连接。
通过采用上述技术方案，便于在提供增益的同时增强电路的稳定性。
综上所述，本发明具有以下有益效果：第一级放大电路采用pmos管差分输入放大电路，使得电路具有较低的输入噪声和输入共模电平；第二级放大电路采用共源增益级的互补推挽驱动电路，提高电路的增益，以及降低静态电流；阻尼因子控制模块电路和第一电容c1共同构成频率补偿结构，第一电容c1形成的密勒补偿通路为电路提供主极点，便于提高电路稳定性；将传统的对管输入变为四管输入后，再利用与之相匹配的有源电流镜作为负载并交叉连接到差分对输入晶体管，提高输入跨导。
附图说明
图1是现有技术中pmos差分输入的对称跨导放大器的电路图；
图2是本发明实施例中的交叉结构高增益两级运算跨导放大器的电路图；
图3是对图1和图2进行交流小信号仿真验证得到的幅频特性曲线的比较图；
图4是对图1和图2进行交流小信号仿真验证得到的相频特性曲线的比较图；
图5是对图1进行交流小信号仿真验证得到的共模抑制比仿真曲线图；
图6是对图2进行交流小信号仿真验证得到的共模抑制比仿真曲线图；
图7是对图1进行交流小信号仿真验证得到的电源抑制比仿真曲线图；
图8是对图2进行交流小信号仿真验证得到的电源抑制比仿真曲线图；
图9是对图1和图2进行瞬态仿真验证得到的输出电压瞬态仿真曲线的比较图；
图10是对图1和图2进行噪声仿真验证得到的等效输入参考噪声仿真曲线的比较图。
具体实施方式
以下结合附图1-10对本发明作进一步详细说明。
应注意到：在本发明中，术语“第一”、“第二”等仅用于区分描述，而不能理解为指示或暗示相对重要性。
实施例：一种交叉结构高增益两级运算跨导放大器，如图2所示，包括两级放大电路、阻尼因子控制模块电路和为电路结构提供偏置电压的偏置电路。两级放大电路的第一级放大电路为pmos管差分输入放大电路，第二级放大电路为共源增益级的互补推挽驱动电路。pmos管差分输入放大电路的输出端与共源增益级的互补推挽驱动电路的输入端连接。阻尼因子控制模块电路与pmos管差分输入放大电路的输出端连接。共源增益级的互补推挽驱动电路的输出端与输入端之间设有用于形成密勒补偿通路的第一电容c1。第一级放大电路采用pmos管差分输入放大电路，使得电路具有较低的输入噪声和输入共模电平。第二级放大电路采用共源增益级的互补推挽驱动电路，提高电路的增益，以及降低静态电流。阻尼因子控制模块电路和第一电容c1共同构成频率补偿结构，第一电容c1形成的密勒补偿通路为电路提供主极点，便于提高电路稳定性。
pmos管差分输入放大电路包括构成四管输入的第一mos晶体管m1a、第二mos晶体管m1b、第三mos晶体管m2a和第四mos晶体管m2b。第一mos晶体管m1a和第二mos晶体管m1b的栅极连接同向输入电压vi1。第三mos晶体管m2a和第四mos晶体管m2b的栅极连接反向输入电压vi2。将第一mos晶体管m1a和第二mos晶体管m1b的栅极组作为第一级放大电路的同相输入端，以及将第三mos晶体管m2a和第四mos晶体管m2b的栅极组作为第一级放大电路的反相输入端，便于提高第一级放大电路的输入跨导，进而提高整个电路的电压增益。
第一mos晶体管m1a和第二mos晶体管m1b的通过电流的电流比为1:3，便于提高第一级放大电路的输入阻抗。
pmos管差分输入放大电路还包括由第七nmos管m5a、第八nmos管m5b、第九nmos管m6a和第十nmos管m6b组成电流镜以及作为电流源的第十一pmos管m7。第七nmos管m5a和第八nmos管m5b以及第九nmos管m6a和第十nmos管m6b构成电流镜负载时流经的电流比为1：3。第十一pmos管m7的源极连接电源电压vdd，第十一pmos管m7的漏极连接第一mos晶体管m1a、第二mos晶体管m1b、第三mos晶体管m2a和第四mos晶体管m2b的源极。将有源电流镜与输入mos晶体管进行匹配，便于为电路结构提供多流偏置电流。
pmos管差分输入放大电路还包括第五nmos管m3和第六nmos管m4，第五nmos管m3和第六nmos管m4的漏极分别交叉连接到第一mos晶体管m1a和第三mos晶体管m2a的漏极。第五nmos管m3和第六nmos管m4的源极分别与第七nmos管m5a和第九nmos管m6a的漏极连接。将电流镜与输入mos晶体管通过过交叉耦合的方式连接，便于提高电流镜的匹配性。
pmos管差分输入放大电路还包括第十二pmos管m8、第十三pmos管m9、第十四nmos管m10和第十五nmos管m11。第十二pmos管m8、第十三pmos管m9以及第十四nmos管m10、第十五nmos管m11的栅极两两相连后组成两组电流镜。第十二pmos管m8和第十三pmos管m9的源极连接电源电压vdd。第十四nmos管m10和第十五nmos管m11的源极接地。利用两组电流镜，便于提高电流镜的精度。
在其他可行实施例中，第一mos晶体管m1a、第二mos晶体管m1b、第三mos晶体管m2a和第四mos晶体管m2b也可采用nmos管，对应的负载和尾电流源也做相应的改变。
共源增益级的互补推挽驱动电路包括第十六pmos管m12和第十七nmos管m13。第十六pmos管m12的源极连接电源电压vdd，第十六pmos管m12的漏极与第十七nmos管m13的漏极连接。第十六pmos管m12的栅极与pmos管差分输入放大电路的输出端连接，第十七nmos管m13的源极接地。第十六mos晶体管m12的栅极连接第一级放大电路的输出端作为第二级放大电路的输入端，第十七nmos管m13的漏极连接第二级放大电路的输出端并为第二级放大电路提供电流源负载，第十六mos晶体管m12和第十七nmos管m13组成第二级放大电路，构成共源增益级的互补推挽驱动电路。
在其他可行实施例中，共源增益级的互补推挽驱动电路的信号放大部分也能由nmos管组成，对应的电流源负载改为pmos管。
偏置电路包括第十八nmos管m14和第一电阻r1、第二电阻r2和第三电阻r3。第十八nmos管m14的漏极与第一电阻r1相连，十八nmos管m14的漏极作为偏置电路的输出端与第十一pmos管m7的栅极连接。利用十八nmos管m14的栅源电压vgs的钳位作用，并采用第二电阻r2和第三电阻r3串联的倍增效应，提供与vgs成比例关系的偏置电压。
阻尼因子控制模块电路包括第十九pmos管m15、第二十nmos管m16、第四电阻rdfc和第二电容cdfc；第四电阻rdfc和第二电容cdfc串联后，第四电阻rdfc的另一接线端与第十九pmos管m15的栅极连接，第二电容cdfc的另一接线端与第二十nmos管m16的漏极连接，便于在提供增益的同时增强电路的稳定性。
基于0.13μm工艺，对图1中所示的传统pmos差分输入的对称跨导放大器电路和图2中所示的交叉结构高增益两级运算跨导放大器电路进行仿真验证：
仿真验证1：对图1所示电路和图2所示电路进行直流仿真分析，确保电路中所有元器件能够正常工作；
仿真验证2：对图1所示电路和图2所示电路进行交流小信号仿真分析，得到图1所示电路和图2所示电路的幅频特性曲线和相频特性曲线的比较图分别如图3、图4所示，横坐标都是频率；比较可知，图1所示的传统运放的低频电压增益为63.7db，相位裕度为76.6°，单位增益带宽为7.894mhz，而图2所示的本发明较佳实施例的低频电压增益为102.7db，相位裕度(pm)为55°，单位增益带宽为2.845mhz，故本发明实施例能够获得高增益，低频电压增益从63.7db提高到了102.7db，且55°的pm也能够很好地满足电路稳定性的要求，能够更好地放大输入信号。
仿真验证3：对图1所示电路和图2所示电路的共模抑制比(cmrr)进行仿真验证分析，分别仿真出两个电路的差分增益diff_gain和共模增益cm_gain，可得到图1所示电路和图2所示电路的共模抑制比仿真曲线分别如图5、图6所示；分析可知，图1所示的传统运放的cmrr低频稳定时为93.34db，而图2所示的本发明较佳实施例的cmrr低频稳定时为133.34db，故本发明实施例能够提高电路的共模抑制比，cmrr从93.34db增大到了133.34db，能够更好地抑制和消除电路中的共模干扰。
仿真验证4：对图1所示电路和图2所示电路的电源抑制比(psrr)进行仿真验证分析，分别仿真出两个电路的差分增益diff_gain和电源到输出的增益vdd_gain，可得到图1所示电路和图2所示电路的电源抑制比仿真曲线分别如图7、图8所示；分析可知，图1所示的传统运放的psrr低频稳定时为64.7db，而图2所示的本发明较佳实施例的psrr低频稳定时为86.1db，故本发明实施例能够提高电路的电源抑制比，psrr从64.7db增大到了86.1db，能够更好地抑制电源噪声。
仿真验证5：对图1所示电路和图2所示电路的进行瞬态仿真分析，将所示同相输入端vi1连接一个矩形波电源，所示反相输入端vi2连接电路的输出端，得到图1所示电路和图2所示电路的输出电压瞬态仿真曲线的比较图如图9所示，其变化斜率为摆率；比较可知，图1所示的传统运放的摆率为5v/μs，略小于图2所示的本发明较佳实施例的摆率7v/μs，就实际情况而言，因为所示两个电路都工作在低静态电流的条件下，功耗较低，因此摆率都偏小。
仿真验证6：对图1所示电路和图2所示电路的进行等效输入参考噪声的仿真分析，得到图1所示电路和图2所示电路的等效输入参考噪声仿真曲线的比较图如图10所示；比较可知，在同一频率f＝100khz时，图1所示的传统运放的等效输入参考噪声为
工作原理：第一级放大电路采用pmos管差分输入放大电路，使得电路具有较低的输入噪声和输入共模电平。第二级放大电路采用共源增益级的互补推挽驱动电路，提高电路的增益，以及降低静态电流。阻尼因子控制模块电路和第一电容c1共同构成频率补偿结构，第一电容c1形成的密勒补偿通路为电路提供主极点，便于提高电路稳定性。将传统的对管输入变为四管输入后，再利用与之相匹配的有源电流镜作为负载并交叉连接到差分对输入晶体管，提高输入跨导。
本具体实施例仅仅是对本发明的解释，其并不是对本发明的限制，本领域技术人员在阅读完本说明书后可以根据需要对本实施例做出没有创造性贡献的修改，但只要在本发明的权利要求范围内都受到专利法的保护。