一种应用于红外探测器电路的运算跨导放大器的制作方法

本发明涉及集成电路设计领域，尤其涉及一种运算跨导放大器的设计。

背景技术：

从运算跨导放大器面世至今，跨导放大器在制作工艺和电路设计两个方面均取得了越来越大的进步，也逐渐满足各种应用的需求。高增益、高带宽等跨导放大器逐渐逐渐占领了市场，提高效率的同时还降低了成本。

目前，较为简单的运算跨导放大器为使用五管单元的结构，如图1所示。五管单元的运算跨导放大器具有比较低的功耗，但是其增益比较低，往往不能够达到应用要求。采用折叠共源共栅结构的运算放大器，其结构如图2所示，在满足增益要求时，带宽往往比较小，也无法满足具体应用。尤其是应用于红外探测器电路的运算跨导放大器要求有比较高的增益和带宽以满足时序和速度的需要。

技术实现要素：

针对五管单元结构增益低，折叠共源共栅结构带宽小的不足，本发明提出一种具有高增益、大带宽的应用于红外探测器电路的运算跨导放大器，其与电压读出型的红外探测器级联，把探测器的电压信号转换成电流信号输出，在此过程中，本发明运算跨导放大器可以满足后级电路输出时序和速度的要求。

为了解决上述技术问题，本发明提出的一种应用于红外探测器电路的运算跨导放大器，包括输入级，偏置级和输出级；所述输入级采用差分反相器连接的推挽结构，所述输入级由PMOS管MP1、PMOS管MP2、NMOS管MN1和NMOS管MN2组成；所述偏置级采用共源共栅结构，所述偏置级由PMOS管MP3、PMOS管MP4、NMOS管MN3和NMOS管MN4组成；所述输出级用共源共栅电流镜结构，所述输出级由4个PMOS管和4个NMOS管组成，其中，所述4个PMOS管分别为PMOS管MP5、PMOS管MP6、PMOS管MP7和PMOS管MP8，所述4个NMOS管分别为NMOS管MN5、NMOS管MN6、NMOS管MN7和NMOS管；上述各器件的连接关系如下：

PMOS管MP3、PMOS管MP5和PMOS管MP6的源端与衬底及PMOS管MP1、PMOS管MP2、PMOS管MP4、PMOS管MP7和PMOS管MP8的衬底均接电源电压；NMOS管MN4、NMOS管MN5、NMOS管MN6的源端与衬底及NMOS管MN1、NMOS管MN2、NMOS管MN3、NMOS管MN7和NMOS管MN8的衬底均接地；PMOS管MP3的栅端接到偏置电压VBIASP；PMOS管MP4、PMOS管MP7和PMOS管MP8的栅端相连后接到偏置电压VCASCP；NMOS管MN4、NMOS管MN5和NMOS管MN6的栅端相连后接到偏置电压VBIASN；NMOS管MN3、NMOS管MN7和NMOS管MN8的栅端相连后接到偏置电压VCASCN；PMOS管MP1和NMOS管MN1的栅端相连并接到输入电压V_P；PMOS管MP2和NMOS管MN2的栅端相连并接到输入电压V_N；PMOS管MP3的漏端和PMOS管MP4的源端相连；PMOS管MP5的漏端和PMOS管MP7的源端相连；PMOS管MP6的漏端和PMOS管MP8的源端相连；NMOS管MN4的漏端和NMOS管MN3的源端相连；NMOS管MN5的漏端和NMOS管MN7的源端相连并同时接到PMOS管MP1的漏端和NMOS管MN1的漏端；NMOS管MN6的漏端和NMOS管MN8的源端相连并同时接到PMOS管MP2的漏端和NMOS管MN2的漏端；PMOS管MP1和PMOS管MP2的源端相连并接到PMOS管MP4的漏端；NMOS管MN1和NMOS管MN2的源端相连并接到NMOS管MN3的漏端；PMOS管MP7的漏端和NMOS管MN7的漏端相连并同时接到PMOS管MP5和PMOS管MP6的栅端；PMOS管MP8的漏端和NMOS管MN8的漏端相连并作为运算跨导放大器的输出端。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

本发明中采用差分反相器连接的推挽结构，能够提高输入级的跨导，从而用以增大运算跨导放大器的增益和带宽。和现有的电路结构相比，克服了五管单元结构增益低，折叠共源共栅结构带宽小等问题，满足红外读出后级电路的时序要求。

附图说明

图1为五管单元结构的运算跨导放大器电路结构示意图；

图2为折叠共源共栅结构的运算跨导放大器电路结构示意图；

图3为本发明应用于红外探测器的运算跨导放大器电路结构示意图；

图4为本发明中反相器连接的推挽结构示意图；

图5为传统折叠共源共栅结构和本发明的差分反相器连接的推挽结构的幅频特性曲线对比示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明技术方案作进一步详细描述，所描述的具体实施例仅对本发明进行解释说明，并不用以限制本发明。

本发明的设计思路是：本发明的应用环境为红外读出电路的前端放大电路部分，由输入级，偏置级和输出级组成。其中，输入级采用差分反相器连接的推挽结构，能够实现更大的输入跨导用以形成更大的增益和带宽；偏置级采用共源共栅结构来提高增益和电源电压抑制比；输出级用共源共栅电流镜来增大输出阻抗和增益。

如图3所示，本发明应用于红外探测器电路的运算跨导放大器的具体结构如下：

所述输入级采用差分反相器连接的推挽结构，由2个PMOS管和2个NMOS管即由PMOS管MP1、PMOS管MP2、NMOS管MN1和NMOS管MN2组成，该结构形成差分输入的同时，还能提供较大的输入跨导以形成高增益和大带宽。

所述偏置级采用共源共栅结构，由2个PMOS管和2个NMOS管即PMOS管MP3、PMOS管MP4、NMOS管MN3和NMOS管MN4组成，该结构为电路提供偏置的同时还能提供较大的增益和电源电压抑制比。

所述输出级用共源共栅电流镜结构，由4个PMOS管和4个NMOS管组成，该结构将电流输出的同时还能提供较大的输出阻抗，另一方面用电流镜结构可以避免使用共模反馈结构，降低了电路的复杂度。所述输出级中，所述4个PMOS管分别为PMOS管MP5、PMOS管MP6、PMOS管MP7和PMOS管MP8，所述4个NMOS管分别为NMOS管MN5、NMOS管MN6、NMOS管MN7和NMOS管。

上述各器件的连接关系如下：

PMOS管MP3、PMOS管MP5和PMOS管MP6的源端与衬底及PMOS管MP1、PMOS管MP2、PMOS管MP4、PMOS管MP7和PMOS管MP8的衬底均接电源电压；

NMOS管MN4、NMOS管MN5、NMOS管MN6的源端与衬底及NMOS管MN1、NMOS管MN2、NMOS管MN3、NMOS管MN7和NMOS管MN8的衬底均接地；

PMOS管MP3的栅端接到偏置电压VBIASP；PMOS管MP4、PMOS管MP7和PMOS管MP8的栅端相连后接到偏置电压VCASCP；NMOS管MN4、NMOS管MN5和NMOS管MN6的栅端相连后接到偏置电压VBIASN；NMOS管MN3、NMOS管MN7和NMOS管MN8的栅端相连后接到偏置电压VCASCN；

PMOS管MP1和NMOS管MN1的栅端相连并接到输入电压V_P；PMOS管MP2和NMOS管MN2的栅端相连并接到输入电压V_N；

PMOS管MP3的漏端和PMOS管MP4的源端相连；PMOS管MP5的漏端和PMOS管MP7的源端相连；PMOS管MP6的漏端和PMOS管MP8的源端相连；

NMOS管MN4的漏端和NMOS管MN3的源端相连；NMOS管MN5的漏端和NMOS管MN7的源端相连并同时接到PMOS管MP1的漏端和NMOS管MN1的漏端；NMOS管MN6的漏端和NMOS管MN8的源端相连并同时接到PMOS管MP2的漏端和NMOS管MN2的漏端；

PMOS管MP1和PMOS管MP2的源端相连并接到PMOS管MP4的漏端；

NMOS管MN1和NMOS管MN2的源端相连并接到NMOS管MN3的漏端；

PMOS管MP7的漏端和NMOS管MN7的漏端相连并同时接到PMOS管MP5和PMOS管MP6的栅端；PMOS管MP8的漏端和NMOS管MN8的漏端相连并作为运算跨导放大器的输出端。

本发明应用于红外探测器电路的运算跨导放大器的工作原理如下：

输入级采用如图4所示的差分反相器连接的推挽结构，分析其小信号模型时认为两个PMOS管(PMOS管MP1和PMOS管MP2)为并联状态，故其等效增益表达式为

$g_{m_{total}}=g_{m_{p1}}+g_{m_{n1}}---\left(1\right)$

对图4结构的整体等效输出阻抗进行分析，由于在输出级所用的结构均为共源共栅结构的电流镜，在此电流镜结构中，需要满足

(W/L)_MP5/(W/L)_MP6＝(W/L)_MP7/(W/L)_MP8 (2)

而且为了提高复制电流的精度，还应该适当增加电流镜管子的沟道长度。

以其中一个由2个PMOS管即PMOS管MP5和PMOS管MP7所组成的共源共栅结构的输出阻抗为例，通过分析其小信号等效电路模型，可得到其输出阻抗的表达式为

r_OUT'＝r_O5+r_O7+r_O5r_O7(g_m7+g_mb7)≈g_m7r_O7r_O5 (3)

至此，可以得到整体电路的输出阻抗表达式为

r_OUT＝(g_mp7r_O7r_O5)||[g_mn7r_O7(r_Op1||r_On1||r_On5)] (4)

故该整体电路结构的增益为

$A_V=g_m*r_{OUT}=(g_{m_{p1}}+g_{m_{n1}})*\left\{\left(g_{mp7}{r}_{O7}{r}_{O5}\right)\right||\[g_{mn7}{r}_{O7}\left(r_{Op1}\right|\left|r_{On1}\right|\left|r_{On5}\right)\]\}---\left(5\right)$

分析其3dB下降点的频率为

ω_-3dB＝1/(r_OUT*C_L) (6)

根据其增益带宽积恒定，则有其带宽为

$UBW=A_V*{\mathrm{\ω}}_{-3dB}=g_m/C_L=(g_{m_{p1}}+g_{m_{n1}})/C_L---\left(7\right)$

根据式(5)和式(7)可以看出，该结构的增益和带宽均比相应的折叠共源共栅结构大倍。从图5中的仿真结果也可以看出。

图5所示为两种相同功耗的传统折叠共源共栅结构和差分反相器连接的推挽结构的幅频特性曲线，虚线所示的传统折叠共源共栅结构，其增益为69.28dB，单位增益带宽为15MHz；实线所示的差分反相器连接的推挽结构，其增益为70.20dB，单位增益带宽为25MHz。综上，差分反相器连接的推挽结构具有更高的增益和更大的带宽。

尽管上面结合附图对本发明进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨的情况下，还可以做出很多变形，这些均属于本发明的保护之内。