模数转换器、模数转换方法和位移检测装置与流程

本公开涉及模数转换器、模数转换方法和位移检测装置。

背景技术：

作为模数转换器(analog-to-digital，a/d)的一种类型，被称为循环型或算法型的a/d转换器是熟知的。例如，jp-a-2008-28820中公开了一种通用循环a/d转换器的配置。

该a/d转换器包括模数(a/d)转换电路、数模(d/a)转换电路、放大器电路、输入差分电路和两个开关。a/d转换电路将输入模拟信号转换成数字信号。d/a转换电路将a/d转换电路的输出转换成模拟信号。放大器电路放大输入模拟信号。在jp-a-2008-28820中，放大器电路将输入模拟信号放大两倍。输入差分电路计算放大器电路的输出与d/a转换电路的输出之间的差。通过在两个开关之间切换，输入模拟信号和输入差分电路的输出中的任何一个被选择，并且被输入到a/d转换电路和放大器电路。

在a/d转换器中，在给定循环中采样的输入差分电路的输出在下一循环中被输入到a/d转换电路和放大器电路，使得该输出在a/d转换电路中被递归转换。结果，通过重复的循环处理，可以按照从最高阶位的顺序采集每个位的值。因此，可以配置通过重复循环处理n次(“n”表示2或更大的整数)将输入模拟信号转换成具有一定位数的数字信号的a/d转换器，该位数由n和a/d转换电路的位数的乘积表示。

如上所述，在通用循环a/d转换器中，通过增加循环处理的次数，可以容易地提高分辨率。然而，在给定循环中产生的误差会在下一循环中被放大两倍。也就是说，随着包括误差的位的位置增加，误差被放大的倍数也增加，并且对低阶位的影响增加。因此，a/d转换器的分辨率受到从高阶位产生的误差的限制。

通过在信号采样期间充分分配稳定输入到a/d转换器的信号的电压所需的稳定时间(settlingtime)，可以减少每个周期中产生的误差。结果，可以提高a/d转换器的分辨率。然而，在通用循环a/d转换器中，循环处理的周期是相同的。因此，通过增加稳定时间，循环处理的周期增加，并且完成a/d转换所需的总a/d转换时间也增加。a/d转换时间的增加还会导致功耗的增加。

这样，a/d转换器分辨率的提高和a/d转换时间的减少具有权衡关系。因此，难以同时实现a/d转换器分辨率的提高和a/d转换时间的减少。

技术实现要素：

本公开的目的是提供一种能够以高分辨率执行高速模数转换的模数转换器、模数转换方法和位移检测装置。

根据本公开，模数转换器包括：

循环处理单元，被配置为通过对模拟输入信号执行多次循环处理以按照从高阶位到低阶位的顺序采集每个位的值，来将模拟输入信号转换成具有多个位的数字信号；和

控制单元，被配置为控制循环处理单元，使得循环处理的周期根据循环处理的循环次数而缩短。

“n”表示2或更大的整数，并且

循环处理单元通过对模拟输入信号执行n次循环处理以在每次循环处理中采集1位值，来将模拟输入信号转换成具有n位的数字信号。

当“τ”表示模数转换器的时间常数且“i”表示1至n的整数时，

第(i+1)次循环处理和第i次循环处理之间的循环处理周期ti由以下表达式表示：

ti>τ{(n-i)ln2+ln(n-1)}。

在第一次循环处理中使用的输入信号是模拟输入信号，

在第(i+1)次循环处理中使用的输入信号是在第i次循环处理中采样的采样信号，

在第i次循环处理中获得的第i位为“1”的情况下，循环处理单元从输入信号的电压中减去参考电压，并且对通过对减后的值放大两倍而获得的电压进行采样，以产生采样信号，并且

在第i位为“0”的情况下，循环处理单元对通过将输入信号放大两倍而获得的电压进行采样，以产生采样信号。

在输入信号具有比参考电压更高的电压的情况下，第i位为“1”，并且

在输入信号具有比参考电压更低的电压的情况下，第i位为“0”。

循环处理单元包括：

比较器，将输入信号与参考电压进行比较，以输出比较结果作为第i位；

d/a转换电路，在第i位为“1”的情况下输出参考电压；

减法器，其输出通过从输入信号中减去d/a转换电路的输出电压而获得的电压；

放大器，将从减法器输出的电压放大两倍；以及

采样保持电路，对放大器放大的电压进行采样，以输出采样信号。

在第一次循环处理中使用的输入信号是模拟输入信号，

在第(i+1)次循环处理中使用的输入信号是在第i次循环处理中采样的采样信号，

在第i次循环处理中获得的第i位为“1”的情况下，循环处理单元对通过从将输入信号放大两倍而获得的电压中减去参考电压而获得的电压进行采样，以产生采样信号，并且

在第i位为“0”的情况下，循环处理单元对通过将参考电压加到通过将输入信号放大两倍而获得的电压上而获得的电压进行采样，以产生采样信号。

在输入信号具有比接地电压更高的电压的情况下，第i位为“1”，并且

在输入信号具有比接地电压更低的电压的情况下，第i位为“0”。

循环处理单元包括：

比较器，将输入信号与接地电压进行比较，以输出比较结果作为第i位；

d/a转换电路，其在第i位为“1”的情况下输出通过反转参考电压的符号而获得的电压，并且在第i位为“0”的情况下输出参考电压；

放大器，将输入信号的电压放大两倍；

加法器，将由放大器放大的电压和d/a转换电路的输出电压彼此相加；以及

采样保持电路，对由加法器相加后的电压进行采样，以输出采样信号。

控制单元通过控制采样保持电路执行采样的定时来控制周期。

循环处理单元还包括选择电路，该选择电路将模拟输入信号和采样信号中的任何一个输出到比较器作为输入信号，该模拟信号被输入到选择电路的一个输入端，该采样信号从采样保持电路被输入到选择电路的另一输入端，并且

控制单元控制该选择电路，使得选择电路输出模拟输入信号作为第一次循环处理中的输入信号，并且输出采样信号作为第二次或后续循环处理中的输入信号。

根据本公开，位移检测装置包括：

位移检测器，其输出表示测量的位移的模拟信号；和

信号处理单元，其被配置为基于表示测量的位移的模拟信号来检测位移，

其中，信号处理单元包括：

上述模数转换器；和

算术单元，其被配置为基于从模数转换器输出的数字信号来计算位移，

其中，模数转换器接收表示测量的位移的模拟信号作为模拟输入信号，以将接收到的模拟信号转换成数字信号。

根据本公开，提供了一种模数转换方法，其中通过对模拟输入信号执行多次循环处理以按照从高阶位到低阶位的顺序采集每个位的值，将模拟输入信号转换成具有多个位的数字信号，该方法包括以下步骤：

控制循环处理，使得循环处理的周期根据循环处理的循环次数而缩短。

根据本公开，可以提供能够以高分辨率执行高速模数转换的模数转换器、模数转换方法和位移检测装置。

参考以下详细描述和附图，本公开的上述目的和其他目的、特征和有利效果将被完全阐明。附图仅仅是说明性的，并不限制本公开。

附图说明

图1是示意性示出根据第一实施例的模数转换器的配置的图。

图2是更详细地示出根据第一实施例的模数转换器的配置的图。

图3是示出根据第一实施例的模数转换器和通用循环模数转换器之间的模数转换的比较结果的图。

图4是示出根据第一实施例的模数转换器和通用循环模数转换器之间的模数转换时间的比较结果的图。

图5是示意性示出安装有根据第一实施例的模数转换器的光学编码器的配置的图。

图6是示意性示出根据第二实施例的模数转换器的配置的图。

具体实施方式

在下文中，将参照附图描述本公开的实施例。在每个附图中，相同的组件由相同的附图标记表示，并且根据需要不再重复其描述。

<第一实施例>

在下文中，将描述根据第一实施例的模数(a/d)转换器。根据第一实施例的a/d转换器被配置为循环a/d转换器，其通过执行多次循环处理将模拟输入信号转换成具有多个位的数字信号。具体地，该a/d转换器通过执行n次循环处理将模拟输入信号转换成具有n个位的数字信号(“n”表示2或更大的整数)。换句话说，a/d转换器是具有n位分辨率的循环a/d转换器，并且可以通过对模拟输入信号执行n次循环处理以按照从高阶位的顺序采集每个位的值。

图1示意性示出根据第一实施例的a/d转换器100的配置。a/d转换器100包括循环处理单元10和控制单元30。循环处理单元10被配置为a/d转换电路，该a/d转换电路通过对a/d转换器100中的模拟输入信号ain执行循环处理以按照从高阶位到低阶位的顺序采集每个位的值,来将模拟输入信号ain转换成具有多个位的数字信号out。控制单元30通过将控制信号con和定时信号ts施加到循环处理单元10来控制要由循环处理单元10执行的循环处理。

图2是更详细地示出根据第一实施例的a/d转换器100的配置的图。循环处理单元10包括选择电路11、比较器12、数模(d/a)转换电路13、减法器14、放大器15和采样保持(s/h)电路16。

选择电路11被配置为2输入1输出多路复用器(mux)。模拟输入信号ain被输入到选择电路11的一个输入端，并且由s/h电路16采样的采样信号smi被输入到另一输入端。这里，“i”是表示循环处理的循环次数的值。“i”表示1至n-1的整数。选择电路11基于从控制单元30输出的控制信号con来输出模拟输入信号ain和采样信号smi中的任何一个作为输入信号in。

比较器12将从选择电路11输出的输入信号in与参考电压vref进行比较，以将比较结果作为二进制信号bi输出。当输入信号in的电压高于参考电压vref时，比较器12输出“1”(高)作为二进制信号bi。当输入信号in的电压低于参考电压vref时，比较器12输出“0”(低)作为二进制信号bi。当输入信号in的电压等于参考电压vref时，比较器12可以根据需要输出“0”(低)或“1”(高)作为二进制信号bi。

此外，包括高阶位到低阶位的数字信号out由n次循环处理中的每一次循环处理中从比较器12输出的二进制信号bi表示。

d/a转换电路13将从比较器12输出的二进制信号bi转换成模拟信号as11。当二进制信号bi为“1”(高)时，d/a转换电路13输出参考电压vref作为模拟信号as11。当二进制信号bi为“0”(低)时，d/a转换电路13输出0，即接地电压，作为模拟信号as11。

减法器14从输入信号in中减去从d/a转换电路13输出的模拟信号as11，并将减后的信号输出到模拟信号as12。

放大器15将从减法器14输出的模拟信号as12放大两倍，并输出放大后的模拟信号as13。

根据从控制单元30输出的定时信号ts，s/h电路16对由放大器15放大的模拟信号as13进行采样，并输出采样的信号作为采样信号smi。

控制单元30根据循环处理的循环次数“i”控制循环处理单元10的操作。如图2所示，控制单元30包括例如信号发生器31和计数器32。计数器32对循环处理的循环次数“i”进行计数，并将计数结果输出到信号发生器31。信号发生器31基于计数结果产生控制信号con和定时信号ts。

在第一次循环处理中，控制单元30基于控制信号con控制选择电路11，使得模拟输入信号ain从选择电路11输出到比较器12。因此，在第一次循环处理中，比较器12接收输入信号in作为模拟输入信号ain。

在第二次或后续的循环处理中，控制单元30基于控制信号con控制选择电路11，使得在前一次循环处理中采样的采样信号smi-1被输出到比较器12。因此，在第二次或后续的循环中，比较器12接收在前一次循环处理中采样的采样信号smi-1作为输入信号in。

此外，控制单元30基于定时信号ts控制s/h电路16，使得s/h电路16对信号进行采样的定时随着循环处理的循环次数“i”的增加而提前。

具体地，控制单元30控制s/h电路16，使得s/h电路16在第i次循环处理中对信号进行采样的定时与s/h电路16在第(i+1)次循环处理中对信号进行采样的定时之间的时间，即循环处理的周期ti，随着循环处理的循环次数“i”的增加而缩短。

换句话说，随着循环处理的循环次数“i”的增加，第i次循环处理和第(i+1)次循环处理之间的循环处理的周期ti单调递减。因此，循环处理的周期随着更高位位置(bitposition)而延长，循环处理的周期随着更低位位置而缩短。

在上述配置中，随着位位置的增加，循环处理的周期ti增加。因此，在高阶位中，可以分配更长的稳定时间。这样，在完成第(n-1)次循环处理之后，在采样信号smn-1中累积的误差影响可以减小。结果，模拟输入信号ain可以被精确地转换成数字信号out。在下文中，将描述其原因。

在a/d转换器100中，将讨论减少误差影响所需的每次循环处理的稳定时间ti。关于阶跃响应，经过稳定时间ti后的电压值v(ti)通过以下表达式(1)，使用a/d转换器100的时间常数τ、初始电压v0和最终电压v∞来表示。

在第i次循环处理中产生的误差εi通过以下表达式(2)，使用通过表达式(1)获得的经过稳定时间ti后的电压值v(ti)以及最终电压v∞来表示。

在a/d转换器100中，在每次循环处理中产生的采样信号smi的变体当中的最大值是±vref。当假设变体当中的最大值来评估误差时，在完成第(n-1)次循环处理之后在样本信号smn-1中累积的误差影响不超过该误差影响。因此，在以下描述中，使用了每次循环处理中的误差的最差值，如误差εi。在这种情况下，通过在表达式(2)中用±vref替换(v∞-v0)来获得以下表达式(3)。

在通用循环a/d转换器中，第i次循环处理中产生的误差εi在接下来第(i+1)次循环处理中被放大两倍。此外，增加了在第(i+1)次循环处理中产生的误差εi+1。因此，在第n次循环处理中从比较器12输出的输入信号in(采样信号smn-1)中包括的最大误差e由以下表达式(4)来表示。

e＝ε12^n-1+ε22^n-2+…+εn-22¹+εn-12⁰(4)

在具有n位分辨率的a/d转换器100中，为了在最后的第n次循环处理中精确地输出最低阶位(二进制信号bn)，在第n次循环处理的输入信号in中包括的误差e仅需要比最低阶位(即参考电压vref)低一半。在这种情况下，误差e必须满足以下表达式(5)。

|e|＜0.5vref(5)

此外，在a/d转换器100中，对n个位进行a/d转换所需的a/d转换时间tadc由以下表达式(6)表示。

为了在满足表达式(5)的同时最小化a/d转换时间tadc，仅需要将对于每次循环处理所需的稳定时间ti设置为使得最低阶位中的输入信号中包括的误差贡献在每次循环处理中是一致的。在这种情况下，必须满足以下表达式(7)。

通过用表达式(3)和(7)替换表达式(5)，获得以下表达式(8)。

基于表达式(8)，第i次循环处理中所需的稳定时间ti由以下表达式(9)表示。

ti＞τ{(n-i)ln2+ln(n-1)}(9)

从以上可知，第i次循环处理中的稳定时间ti满足表达式(9)，误差e可以被最小化。第i次循环处理中的稳定时间ti被包括在第i次循环处理和第(i+1)次循环处理之间的循环处理的周期ti中，并且周期ti也根据稳定时间ti的长度而变化。

此外，这种情况下的a/d转换时间tadc由以下表达式(10)表示。

接下来，将描述a/d转换器100的示例。图3示出了根据实施例的a/d转换器100和通用循环a/d转换器之间的a/d转换的比较结果。在这个示例中，a/d转换器100和通用循环a/d转换器的分辨率是12位。在图3中，横轴表示循环处理的循环次数，纵轴表示通过将每次循环处理中的稳定时间除以a/d转换器的时间常数而获得的值。

如图3所示，在通用a/d转换器中，每次循环处理的周期，即其稳定时间，是相同的。另一方面，在根据实施例的a/d转换器100中，每次循环处理之间的周期，即其稳定时间，随着循环处理的循环次数的增加而减少。

在a/d转换器100中，在第三次循环处理之前，稳定时间比通用a/d转换器的稳定时间更长，在第四次或后续循环处理中，稳定时间比通用a/d转换器的稳定时间更短。结果，a/d转换器100中的a/d转换时间比通用a/d转换器的a/d转换时间更短，并且是通用a/d转换器的a/d转换时间的大约0.79倍。也就是说，利用a/d转换器100的配置，a/d转换时间可以减少到比通用a/d转换器的转换时间更短。

图4示出根据实施例的a/d转换器100和通用循环a/d转换器之间的a/d转换时间的比较结果。在图4中，横轴表示a/d转换器的分辨率，纵轴表示a/d转换时间。如图4所示，可以理解，随着分辨率变得更高，a/d转换器100的模数转换时间的减少结果被进一步提高。

根据上述配置，可以减少a/d转换时间。因此，与通用a/d转换器相比，功耗可以进一步降低。

根据实施例的a/d转换器100可应用于例如位移检测装置(诸如编码器)中的模数转换。图5示意性示出其上安装了根据实施例的a/d转换器100的光学编码器1000的配置。光学编码器1000被配置为透射或反射编码器。

如图5所示，光学编码器1000包括标尺1001、检测头1002和信号处理单元1003。标尺1001和检测头1002被配置为沿着作为标尺1001的纵向方向的测量方向相对于彼此移动。

在标尺1001中，提供了一种用于检测位置的图案(pattern)，并且通过用光照射该图案来产生干涉光。检测头1002检测干涉光的测量方向的变化，并将检测信号det作为表示检测结果的电信号输出到信号处理单元1003。检测信号det对应于上述模拟输入信号ain。换句话说，标尺1001和检测头1002配置位移检测器，该位移检测器检测标尺1001和检测头1002之间的相对位移。

信号处理单元1003安装有根据实施例的a/d转换器100，并且将接收到的检测信号det转换成数字信号out。数字信号out被输出到算术单元1003a等，并用于产生原点信号(originsignal)或用于检测位置。

如上所述，根据实施例的a/d转换器100可以安装在诸如位移检测装置的装置上。结果，在安装有a/d转换器100的装置中，可以以高速和低功耗执行信号的a/d转换，同时抑制a/d转换中的误差。

<第二实施例>

接下来，将描述根据第二实施例的a/d转换器。根据第二实施例的a/d转换器是根据第一实施例的a/d转换器100的修改示例。图6示意性示出根据第二实施例的a/d转换器200的配置。a/d转换器200具有这样的配置，其中a/d转换器100的循环处理单元10被循环处理单元20代替。如同在循环处理单元10中一样，循环处理单元20通过在a/d转换器200中对模拟输入信号ain执行循环处理以按照从高阶位到低阶位的顺序采集每个位的值，将模拟输入信号ain转换成具有多个位的数字信号out。控制单元30通过向循环处理单元20施加控制信号con和定时信号ts来控制要由循环处理单元20执行的循环处理。

在下文中，将描述循环处理单元20的配置。循环处理单元20具有这样的配置，其中循环处理单元10的比较器12、d/a转换电路13、减法器14和放大器15分别用比较器22、d/a转换电路23、加法器24和放大器25代替。由于选择电路11与a/d转换器100的选择电路相同，因此不再重复其描述。

比较器22将从选择电路11输出的输入信号in与接地电压gnd(即零电压)进行比较，以将比较结果作为二进制信号bi输出。当输入信号in的电压高于接地电压gnd时，比较器22输出“1”(高)作为二进制信号bi。当输入信号in的电压低于接地电压gnd时，比较器22输出“0”(低)作为二进制信号bi。当输入信号in的电压等于接地电压gnd时，比较器22可以根据需要输出“0”(低)或“1”(高)作为二进制信号bi。

此外，包括高阶位到低阶位的数字信号out由n次循环处理的每一次循环处理中从比较器22输出的二进制信号bi表示。

d/a转换电路23将从比较器22输出的二进制信号bi转换成模拟信号as21。当二进制信号bi为“1”(高)时，d/a转换电路23输出-vref作为模拟信号as21。当二进制信号bi为“0”(低)时，d/a转换电路23输出+vref作为模拟信号as21。

放大器25将输入信号in的电压放大两倍，并输出放大的电压作为模拟信号as22。

加法器24将模拟信号as21和模拟信号as22相加，并输出模拟信号as23。

与第一实施例中一样，根据从控制单元30输出的定时信号ts，s/h电路16对从加法器24输出的模拟信号as23进行采样，并输出采样的信号作为采样信号smi。

如上所述，在上述配置中，通过使用循环处理单元20，可以执行与第一实施例相同的循环处理。

这里，施加到a/d转换器100的模拟输入信号被设置为ain1，并且施加到a/d转换器200的模拟输入信号被设置为ain2。在该配置中，作为比较器22中的比较目标的电压是接地电压gnd。因此，当ain2的电压比ain1的电压低参考电压vref(ain2＝ain1-vref)时，a/d转换器100中模拟输入信号ain1的a/d转换结果与a/d转换器200中模拟输入信号ain2的a/d转换结果相同。

<其他实施例>

本公开不限于上述实施例，并且可以在不脱离范围(scope)的范围(range)内适当修改。例如，循环处理单元10和20的配置不限于上述配置。循环处理单元可以具有另一配置，只要它能够实现循环a/d转换器的循环操作。

例如，a/d转换器100的控制单元30的配置不限于上述配置。控制单元可以具有另一配置，只要它能够实现循环a/d转换器的循环操作。

此外，在上述实施例的描述中，循环处理单元10、20的放大器15、25的放大率为2(两倍)，但本公开不限于此。也就是说，可以实现循环a/d转换器的循环操作的循环处理单元可以使用具有不同于2(两倍)的放大率的放大器来配置。

在以上描述中，位移检测装置被用作其上安装了根据实施例的a/d转换器100的装置，但本公开不限于此。a/d转换器可以安装在除位移检测装置之外的其他检测装置上，或者除检测装置之外需要在其上安装a/d转换器的各种装置上。

在上述实施例的描述中，在一次循环处理中获得1位二进制信号，但本公开不限于此。例如，a/d转换器可以包括循环处理单元，其中在一次循环处理中可以获得具有2位或更多位的数字信号。即使在这种情况下，不用说，通过根据循环处理的循环次数减少循环处理的周期，可以以高速和低功耗执行信号的a/d转换，同时抑制a/d转换中的误差。

10循环处理单元

11选择电路

12、22比较器

13、23d/a转换电路

14减法器

15、25放大器

16s/h电路

20循环处理单元

24加法器

30控制单元

31信号发生器

32计数器

100模数转换器(a/d转换器)

1000光学编码器

1001标尺

1002检测头

1003信号处理单元

ain模拟输入信号

as11-as13、as21-as23模拟信号

bi二进制信号

con控制信号

det检测信号

in输入信号

out数字信号

smi采样信号

ts定时信号

vref参考电压