调光控制电路、控制芯片、电源转换装置以及去频闪方法与流程

本发明涉及电子电路领域，尤其涉及调光控制电路、控制芯片、电源转换装置以及去频闪方法。

背景技术：

led具有体积小、亮度高、耗电量低、发热少、使用寿命长和具有丰富多彩的颜色种类等优点，在照明、显示等许多领域得到了广泛应用。目前led驱动中，常采用低功率因数(例如小于0.7的功率因数)的开关电源驱动led工作，其中，通过功率开关周期性地进行着导通/关断，可在负载上获得稳定输出。为了调节负载led的亮度，另外通过调光控制电路来控制功率开关的导通/关断。

在众多的led调光技术中，pwm调光因具有高效率、支持远距离传输、兼容性强而获得了广泛的研究和应用。然而，现有技术在利用pwm调光信号控制功率开关时，仍然存在以下两方面较为突出的问题：

一、调光死区问题，这个问题在利用pwm调光信号直接斩波输出电流时尤其明显，观察发现，若pwm调光信号的下降沿恰好在功率开关的关断时间内时，pwm占空比的变化对功率开关的开关无影响，即该位置pwm调光信号对输出电流无影响，造成在输出电流随调光信号的周期变化曲线上存在台阶状部分(称为调光死区)，影响用户体验；

二、频闪问题，研究发现，在利用pwm调光信号直接斩波输出电流进行调光时，负载led上的电流存在频率为pwm调光信号频率的纹波，虽然也有通过将pwm调光信号经rc滤波后再输入控制芯片来避免调光死区的方案，但是由于输入负载的电压通常由交流电压直接整流滤波而得，输出电流常存在工频纹波，因此仍然存在闪频问题。

因此，仍然需要进一步改进对led的调光控制方式，以解决调光死区问题和闪频问题。虽然此处以led调光为示例，但所述问题也可推及至其它需要更灵敏地调节负载变化、消除闪频现象的应用中。

技术实现要素：

鉴于上述现有技术中的问题，本发明提供了调光控制电路、开关电源的控制芯片、驱动led的电源转换装置以及去频闪方法，有助于消除现有led调光方案存在的调光死区和频闪现象。

一个方面，本发明提供一种调光控制电路，用于控制低pf的开关电源的输出，所述开关电源包括功率开关，所述开关电源接收包含工频成分的输入电压，所述调光控制电路包括：

低通滤波模块，输入端用于接入pwm调光信号和来自所述开关电源的采样信号，配置为基于所述pwm调光信号和所述采样信号生成滤波调制电压并输出；

输出电流调制模块，与所述低通滤波模块电性连接，配置为利用所述滤波调制电压调制所述开关电源至少在dcm模式下，在所述输入电压因工频成分的纹波而变化时，当前pwm调光信号下的若干开关周期内，每个开关周期对应的所述开关电源输出的平均电流值不变。

可选的，所述输出电流调制模块通过调制dcm模式的死区时间的变化而控制所述若干开关周期内的每个周期的有效占空比不变。

可选的，所述输出电流调制模块包括有效占空比调制单元，所述有效占空比调制单元包括充放电电流调制子单元、充放电子单元和充放电逻辑控制子单元；所述充放电电流调制子单元和充放电逻辑控制子单元配置为控制所述充放电子单元。

可选的，所述充放电电流调制子单元配置为利用所述滤波调制电压调节所述充放电子单元的充放电电流值。

可选的，所述充放电逻辑控制子单元配置为接收所述功率开关的导通和关断的逻辑控制信号，控制所述充放电电子单元的充放电时刻。

可选的，所述输出电流调制模块包括电感峰值调制单元，所述电感峰值调制单元配置为利用所述滤波调制电压调制与不同的pwm调光信号对应的电感峰值。

可选的，所述滤波调制电压跟随所述pwm调光信号的变化而变化。

可选的，所述电感峰值调制单元包括恒流源电路、分压电路以及钳位电路；所述恒流源电路的输出电流大小跟随所述滤波调制电压变化；所述分压电路与所述恒流源电路的输出耦接；所述钳位电路与所述分压电路的输出耦接而输出对应的所述电感峰值。

可选的，所述低通滤波模块包括：

pwm调光信号预处理单元，配置为接入所述pwm调光信号，利用所述pwm调光信号对参考电压进行斩波，生成调光电压信号；以及，

低通滤波器，配置为接入所述调光电压信号和所述采样信号，输出所述滤波调制电压。

可选的，所述低通滤波器为数字低通滤波器。

可选的，所述开关电源采用隔离反激式拓扑、非隔离降压拓扑、非隔离升降压拓扑以及非隔离升压拓扑中的一种拓扑电路结构。

一个方面，本发明提供一种开关电源的控制芯片，用于控制低pf的开关电源的输出，所述开关电源包括功率开关，所述控制芯片内设有上述的调光控制电路。

一个方面，本发明提供一种驱动led的电源转换装置，所述电源转换装置包括整流电路、低pf开关电源电路、上述的调光控制电路和led灯串，其中，所述整流电路配置为接入交流电后执行整流并输出；所述开关电源电路与所述整流电路的输出耦接，配置为将所述整流电路的输出转换成led灯串所需的电力；所述调光控制电路配置为接收pwm调光信号而控制所述led灯串的亮度随所述pwm调光信号的变化而变化。

一个方面，本发明提供一种去频闪方法，应用于电流型发光元件的亮度调节，所述电流型发光元件为一包括功率开关的低pf开关电源的负载，所述去频闪方法包括：

接入pwm调光信号和来自所述开关电源的采样信号，基于所述pwm调光信号和所述采样信号生成滤波调制电压并输出；以及，利用所述滤波调制电压调制所述开关电源至少在dcm模式下，在所述输入电压因工频成分的纹波而变化时，当前pwm调光信号下的若干开关周期内，每个开关周期对应的所述开关电源输出的平均电流值不变。

本发明提供的调光控制电路包括低通滤波模块和输出电流调制模块，其中，低通滤波模块的输入端用于接入pwm调光信号和来自所述开关电源的采样信号，并基于所述pwm调光信号和所述采样信号生成滤波调制电压并输出，输出电流调制模块与所述低通滤波模块电性连接，所述输出电流调制模块配置为利用低通滤波模块输出的滤波调制电压调制开关电源，并使得开关电源至少在dcm模式下，在所述输入电压因工频成分的纹波而变化时，当前pwm调光信号下的若干开关周期内，每个开关周期对应的所述开关电源输出的平均电流值不变，从而可以抑制电源输入电压引入的纹波，有助于消除频闪。

本发明提供的开关电源的控制芯片和驱动led的电源转换装置均包括上述调光控制电路，因而与上述调光控制电路具有相同或类似的优点。本发明提供的去频闪方法，与上述调光控制电路具有相同或相应的特征，因而与上述调光控制电路具有相同或类似的优点。

附图说明

图1a至图1d分别为采用非隔离降压拓扑、非隔离升压拓扑、非隔离升降压拓扑、以及隔离反激式拓扑的开关电源的电路示意图。

图2a为一种降压式恒流开关电源的电路示意图。

图2b为图2a所示的电路中电感电流随功率开关状态变化的波形示意图。

图3a为一种调光控制电路的示意图。

图3b为利用如图3a所示的调光控制电路时pwm调光信号、功率开关和电感电流的波形示意图。

图4a为另一种调光控制电路的示意图。

图4b为利用如图4a所示的调光控制电路时pwm调光信号、电源电压和电感电流的波形示意图。

图5为本发明一实施例的调光控制电路的示意图。

图6为本发明一实施例中的低通滤波器的电路示意图。

图7a为本发明一实施例中有效占空比调制单元的电路示意图。

图7b为利用本发明一实施例的有效占空比调制单元时导通控制信号的波形示意图。

图8a为本发明一实施例中电感峰值调制单元的电路示意图。

图8b为本发明一实施例中电感峰值随滤波调制电压变化的波形示意图。

图9为利用图5所示的调光控制电路时输入电压和输出电流的波形示意图。

附图标记说明：

100-低通滤波模块；110-pwm调光信号预处理单元；120-采样电流处理单元；130-低通滤波器；200-输出电流调制模块；210-有效占空比调制单元；211-充放电电流调制子单元；212-充放电子单元；213-充放电逻辑控制子单元；220-电感峰值调制单元；221-恒流源电路；222-分压电路；223-钳位电路；410-电感峰值比较器；420-rs触发器；430-驱动模块。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明的调光控制电路、控制芯片、电源转换装置以及去频闪方法作进一步详细说明。根据下面的说明，本发明的优点和特征将更清楚。需说明的是，附图均采用非常简化的形式且均使用非精准的比例，仅用以方便、明晰地辅助说明本发明实施例的目的。

需说明的是，下文中的术语“第一”“第二”等用于在类似要素之间进行区分，且未必是用于描述特定次序或时间顺序。要理解，在适当情况下，如此使用的这些术语可替换，例如可使得本文所述的本发明实施例能够不同于本文所述的或所示的其他顺序来操作。类似的，如果本文所述的方法包括一系列步骤，且本文所呈现的这些步骤的顺序并非必须是可执行这些步骤的唯一顺序，且一些所述的步骤可被省略和/或一些本文未描述的其他步骤可被添加到该方法。

为了更完善地理解本发明的构思和技术效果，以下首先以负载为led灯串为例，对包括功率开关的低功率因数(即低pf)的开关电源和用于控制其输出的调光控制电路进行介绍。可以理解，以下描述的开关电源和对应的调光控制电路也可以应用于其它类型的负载。

图1a、图1b、图1c和图1d分别为采用非隔离降压(buck)拓扑、非隔离升压(boost)拓扑、非隔离升降压(buck-boost)拓扑、以及隔离反激式(flyback)拓扑的开关电源的电路示意图。参见图1a至图1d，这四种拓扑电路结构的开关电源均包括功率开关m1，所述功率开关m1配置为接收外部输入的导通和关断信号从而在电路中产生周期性的调制信号。用来控制功率开关m1的导通和关断信号而进行调光的外部信号通常为pwm(脉冲宽度调制)调光信号。开关电源另外包括与负载串联设置的电感l1(或者如图1d中的变压器t1)，利用功率开关m1的开关变化以及电感l1(或变压器t1)的自激式驱动，可以获得较为稳定的输出电流。

图2a为一种降压式恒流开关电源的电路示意图。图2b为图2a所示的电路中电感电流随功率开关状态变化的波形示意图。参见图2a和图2b，在该开关电源电路中，上电启动后，当功率开关m1(例如为nmos)的栅极gate为高电平时，功率开关m1导通，形成方向为“电源输入(输入电压vin)->led负载->电感l1->功率开关m1->电阻r1->地”的通路，电感电流il1开始上升，当电感电流il1上升至峰值电流ipk时，功率开关m1的栅极gate切换为低电平，则功率开关m1关断，其漏端电压接着上升直到略高于电源输入电压vin，此时续流二极管d1导通，形成方向为“电源输入节点->led负载->电感l1->续流二极管d1->电源输入节点”的回路，接着电感电流il1开始下降，当降至0时，控制功率开关m1再次导通，则进行下一个开关周期的能量传输。

由电感电流il1的波形可知在开关电源的每个开关周期内，上述开关电源的输出电流平均值均为ipk/2，由于稳态时流经led负载的输出电流iout等于电感电流il1，因此可得式(1)，

iout＝ipk/2(1)

为了可以对上述开关电源的输出电流进行控制，一种控制方式是利用pwm调光信号直接斩波驱动电路的输出电流。图3a为一种调光控制电路的示意图。参照图3a，在该调光控制电路中，pwm调光信号从dim引脚接入，开关电源的采样信号从cs引脚接入，调光控制电路产生的开关控制信号从gate引脚输出。该gate引脚还用于进行退磁检测。

图3b为利用如图3a所示的调光控制电路时pwm调光信号、功率开关和电感电流的波形示意图。参见图3b，利用图3a所示的调光控制电路，pwm调光信号为高电平时，功率开关m1可以保持正常开关动作，pwm调光信号为低电平时，功率开关m1的开关动作停止。但是，当pwm调光信号的下降沿恰好落在功率开关m1的关断区间时，pwm调光信号的占空比的变化无法直接影响功率开关m1的开关动作，即pwm调光信号对输出电流无影响，该无影响的时间区间为“调光死区”。调光死区的占空比可以用功率开关m1的关断时间(toff)与pwm调光信号的频率(fpwm)的乘积表示。以功率开关m1的开关频率为60khz、占空比为50％为例，toff约为8.3us，fpwm一般为500hz～2khz，则调光死区的占空比为0.4％～1.7％。调光死区的存在不仅会导致调光时输出电流曲线出现台阶部分，fpwm越高则调光死区越宽，而且利用pwm调光信号直接斩波的调光方式会导致电感电流il1和开关电源的输出存在与pwm调光信号频率一致的纹波，导致噪声和频闪较严重，因此用户体验很差。

为了消除调光死区，避免pwm调光信号直接斩波输出电流造成的纹波，另一种调光方式是先对pwm调光信号进行rc滤波处理后再输入到调光控制电路。图4a为另一种调光控制电路的示意图。参见图4a，在这种调光控制电路中，经过rc滤波后的pwm调光信号从dim引脚接入，调光控制模块对输入信号进行处理得到电感峰值vpk和功率开关m1的最短关断时间mot(minimumofftime)。电感峰值vpk与电感电流峰值ipk相关(ipk＝vpk/rcs，rcs为采样电阻，即图2a中的r1)，根据电感峰值vpk和最短关断时间mot可分别获得当前周期功率开关m1的导通时间结束时刻和关断时间结束时刻。

图4b为利用如图4a所示的调光控制电路时pwm调光信号、电源电压和电感电流的波形示意图。此时，根据电感电流在每个开关周期内的不同变化，开关电源的输出包括三种模式：连续导通模式(continuousconductionmode，ccm)、临界导通模式(bcm，boundaryconductionmode)以及断续导通模式(discontinuousconductionmode，简称dcm)。三种模式的切换的依据是功率开关m1的关断时间toff和电感(或变压器)退磁时间的关系。具体的，当功率开关m1的最短关断时间mot小于等于电感(或变压器)的退磁时间tdis时，开关电源的输出为临界导通模式(即bcm模式)，此时toff＝tdis；当功率开关m1的最短关断时间mot大于电感(或变压器)的退磁时间tdis时，开关电源的输出为断续导通模式(即dcm模式)，此时toff＝mot。在dcm模式下的每一个功率开关周期内，均包括电感电流为零或接近零的时间段，下文将该电感电流为零或接近零的时间段记为dcm模式的死区时间。

参见图4b，利用图4a所示的调光控制电路，pwm调光信号经过rc滤波，可以避免图3a所示的调光控制电路中的调光死区以及因输出电流叠加有pwm调光信号的频率而导致的频闪问题，但是，图4a所示的调光控制电路需要在控制芯片外部额外设置rc元件进行滤波，增加了电路复杂度，而且由于低频纹波抑制能力差，因而仍然存在频闪问题。以下具体说明。

如图4a和图4b所示，在dcm模式下，开关电源的平均输出电流iout满足式(2)：

iout＝ipk/2*deff(2)

其中，deff为开关电源在功率开关的一个开关周期内输出的有效占空比。仍以图2所示的降压式稳压电路为例，有效占空比deff可以定义为电感l1的励磁时间ton(即功率开关的导通时间)和退磁时间tdis之和占整个开关周期的比例，即满足式(3)，

deff＝(ton+tdis)/(ton+mot)＝1/(1+(mot-tdis)/(ton+tdis))(3)

对于如图1b至图1d所示的非隔离升压拓扑、非隔离升降压拓扑、以及隔离反激式拓扑，根据类似的推理过程，可以得到式(4)，

deff＝tdis/(ton+tdis+t3)(4)

式(4)中，ton、tdis以及t3分别为对应开关电源在功率开关m1的每个开关周期内电感(或变压器)的励磁时间、退磁时间以及死区时间，不同在于，式(3)对应的开关电源在ton区间内有输出，而式(4)对应的开关电源在ton区间和t3区间内输出均为0。由于在ccm模式和bcm模式下有效占空比deff为100％，而如图4所示的调光控制电路在dcm模式下的频闪问题更为突出，因此以下主要描述dcm模式下开关电源的输出。

根据电感的特性可得式(4)，

ton＝ipk*l/(vin-vout)(5)

其中，ipk为在功率开关m1的一个开关周期内电感电流il1的峰值(即峰值电流)，l为电感l1的电感量，vin为开关电源的输入电压，vout为输出电压。根据式(5)可知，vin越大，ton则越小，因而导致如图4b中如下现象：增大的输入电压vin对应的电感l1的励磁时间ton2小于较小的输入电压vin对应的励磁时间ton1(即ton2<ton1)。

由于ipk、tdis、mot在pwm调光信号的占空比固定的情况下理论上亦为恒定值，因而若vin增大，根据式(2)和式(3)，有效占空比deff和平均输出电流iout均减小。这说明，利用如图4a所示的调光控制电路进行调光时，开关电源的平均输出电流iout会受输入电压vin影响。在实际应用中，开关电源的输入电压vin通常由交流电压直接整流滤波得到，因而必然包括两倍工频成分(100hz或120hz)，根据上述分析，此时开关电源的平均输出电流iout也存在工频纹波。在对点亮的负载led进行拍照或摄像时，会呈现出明显的水纹波，即“工频闪烁”现象。

由上述分析可知，利用如图3a和图4a所示的两种调光控制电路均不能解决频闪的问题。此外，这两种调光控制电路均属于开环控制，其中，电感峰值比较器被用于对采样信号和电感峰值vpk进行比较来获得当前周期功率开关m1的导通时间结束时刻，然而，在通过集成电路制造工艺制造上述调光控制电路(或控制芯片)时，比较器会存在一定的失调电压，并且电感峰值vpk越小，该失调电压的影响越明显，这会影响开关电源的输出存在较大的偏差。以电感峰值vpk最高为400mv而失调电压为10mv为例，当调光深度为10％时，vpk＝40mv，由于开关电源的输出电流与电感峰值vpk成正比，因而调光深度为10％时，失调电压会导致输出电流的偏差达到25％，输出电流的偏差对led的光通量和色温均有影响，25％在视觉上已属于较为明显的偏差，因此必须限定调光深度高于10％。为了降低失调电压的影响，需要控制调光深度不能太低，使得调光深度受限，这也限制了led装置性能的提高。

为了使上述调光死区、频闪以及调光深度受限等问题均能得到改善及解决，以下通过实施例重点介绍一种调光控制电路，该调光控制电路用来控制低pf的开关电源的输出，所述开关电源包括功率开关，所述开关电源接收包含工频成分的输入电压，所述开关电源可包括图1a至图1d或者图2中的任一个所示的拓扑电路结构。

图5为本发明一实施例的调光控制电路的示意图。参见图5，本发明实施例中，首先涉及一种调光控制电路。所述调光控制电路包括低通滤波模块100。所述低通滤波模块100的输入端用于接入pwm调光信号和来自所述开关电源的采样信号，配置为基于所述pwm调光信号和所述采样信号生成滤波调制电压并输出。由于低通滤波模块100具有低通滤波作用，可以基本消除采样信号中的纹波频率和pwm调光信号的频率，所生成的滤波调制电压近似直流电压。

如图5所示，本实施例的低通滤波模块100具体可包括pwm调光信号预处理单元110、采样电流处理单元120以及低通滤波器130。具体的，所述pwm调光信号预处理单元110可配置为接入pwm调光信号，利用当前的pwm调光信号对参考电压vref进行斩波，生成调光电压信号vp。调光电压信号vp的大小可用当前pwm调光信号的占空比dpwm与参考电压vref之间的乘积来计算。采样电流处理单元120可配置为根据开关电源的输出电流采样和零电流检测信号，生成采样信号vn。作为示例，本实施例的调光控制电路用来驱动如图2所示的降压式恒流开关电源，具体用于输出驱动功率开关m1的开关控制信号。采样电流处理单元120的输入端可与功率开关m1和电阻r1之间的节点连接，采样电流处理单元120另外接入的零电流检测信号zcd提供开关电源的当前开关周期内输出电流为零的时刻。所述采样电流处理单元120对开关电路的采样电流进行处理，结合零电流检测信号zcd计算得到体现对应开关周期的平均输出电流的采样信号vn，采样信号vn涵盖了开关电源的系统差异，采样信号vn与开关电源的平均输出电流之间满足关系：vn＝k*iout，k为开关电源的系统常数。所述采样电流处理单元120可以采用本领域公开的电路结构。为了对每个开关周期进行零电流检测，图5所示的调光控制电路还包括退磁检测模块300，所述退磁检测模块300配置为接入来自开关电源的退磁信号，生成零电流检测信号zcd并输出至低通滤波模块100和输出电流调制模块200。为了实现退磁检测的功能，退磁检测模块300可以采用本领域公开的退磁检测电路。

所述低通滤波器130配置为接入所述调光电压信号和所述采样信号，并输出一滤波调制电压vcomp。低通滤波器可以包括本领域公开的低通滤波电路，其中低通滤波功能由于采用了较低的截止频率，可以阻隔或减弱电路中的高频信号，低通滤波器130输出的滤波调制电压vcomp近似为直流。

为了提高滤波能力，在驱动电路、电源适配器等产品中通常使用的模拟低通滤波器的带宽较低，所采用的滤波电容的电容量较大，而无法与集成电路或芯片集成在一起，外置的滤波电容会增加调光控制电路的复杂度，利用数字滤波技术来实现低通滤波，可以提高电路的集成度，简化电路的复杂度和提高电路稳定性，本实施例中，低通滤波器130优选采用数字低通滤波器。

图6为本发明一实施例中的低通滤波器的示意图。参见图6，一实施例中，上述调光控制电路采用了数字低通滤波器，所述数字低通滤波器配置为将接入的调光电压信号vp和采样信号vn进行数字化的差分积分处理而产生差分积分信号，并将所述差分积分信号进行累积计数然后转换成模拟的滤波信号输出。所述数字低通滤波器的滤波原理如下：振荡器产生时钟信号clk输入到σδ调制器和加减法计数器，同时采样信号vn和调光电压信号vp作为差分信号输入到σδ调制器，经σδ调制器处理后，输出串行数据流sel。如果采样信号vn比调光电压信号vp低，则sel中“1”数量多，而“0”数量少，类似地，如果采样信号vn比调光电压信号vp高，则sel中“1”数量少，而“0”数量多；接着，sel信号被输入到加减法计数器，决定加减法计数器输出的二进制码是加“1”还是减“1”，sel为高电平时，加减法计数器的输出数字信号加“1”，sel为低电平时，加减法计数器的输出数字信号减“1”，加减法计数器输出n-bit二进制码q<n-1:0>，这些二进制码输入到n-bitdac，经过dac处理，即输出模拟信号的滤波调制电压vcomp。上述数字低通滤波器包括σδ调制器、加减法计数器和dac，可以将采样信号vn上的工频纹波给滤除，得到接近直流的滤波调制电压vcomp。利用这种数字低通滤波器作为图5所示的调光控制电路中的低通滤波器，在闭环达到稳态之后，调光电压信号vp和采样信号vn相等。利用数字低通滤波器，一方面可以提高控制电路的集成度，另外形成的反馈环路有利于减小因集成电路制造工艺导致的比较器中失调电压的影响，有助于减小开关电源的输出误差，有助于加深调光深度。

根据上述描述可知，本实施例的调光控制电路，可以对开关电路的采样信号和pwm调光信号进行低通滤波处理后获得近似于直流的滤波调制电压vcomp。继续参见图5，上述调光控制电路还包括与所述低通滤波模块100电性连接的输出电流调制模块200。所述输出电流调制模块200配置为利用所述滤波调制电压调制开关电源，使得所述开关电源至少在dcm模式下，在输入电压vin因工频成分的纹波而变化时，当前pwm调光信号下的若干开关周期内，每个开关周期对应的所述开关电源输出的平均电流值不变。

根据式(2)可知，开关电源输出的平均电流值与峰值电流ipk和有效占空比deff有关，其中，对于不变的pwm调光信号，其占空比固定，峰值电流ipk接近于恒定值，此时dcm模式下的有效占空比deff主要与每个周期内电感的励磁时间和退磁时间之外的死区时间t3(即电感电流为0的时间)有关，因此，优选的，上述输出电流调制模块200可通过调制死区时间t3的变化而控制当前pwm调光信号下的每个开关周期的有效占空比deff不变，进而使每个开关周期对应的所述开关电源输出的平均电流值不变。需要说明的是，根据开关电源的具体设计，上述输出电流调制模块200可以调整当前pwm调光信号下的至少部分开关周期使得其中每个开关周期对应的开关电源输出的平均电流值不变，也即，上述输出电流调制模块200可以调整当前pwm调光信号下的一部分或者几乎所有开关周期使得每个开关周期对应的开关电源输出的平均电流值不变。以下作为优选方式，以调整当前pwm调光信号的所有开关周期对应的开关电源输出的平均电流值均相同为例对输出电流调制模块200进行描述，但可以理解，此处“所有开关周期”也包括接近所有开关周期的情形。

具体的，参见图5，输出电流调制模块200可包括有效占空比调制单元210，所述有效占空比调制单元210配置为利用上述滤波调制电压vcomp调制当前pwm调光信号下的若干开关周期内的每个周期的有效占空比不变。有效占空比调制单元210可根据调制后的有效占空比deff、零电流检测信号zcd以及功率开关的导通(gate_on)和关断的逻辑控制信号，来检测功率开关m1的关断时间结束时刻，生成导通控制信号on。

图7a为本发明一实施例中有效占空比调制单元的电路示意图。图7b为利用本发明一实施例的有效占空比调制单元时导通控制信号的波形示意图。参见图7a和图7b，一实施例中，所述有效占空比调制单元210包括充放电电流调制子单元211、充放电子单元212和充放电逻辑控制子单元213，所述充放电电流调制子单元211和充放电逻辑控制子单元213用来控制充放电子单元212。具体的，所述充放电电流调制子单元211可配置为利用上述低通滤波模块100输出的滤波调制电压vcomp调节充放电子单元212的充放电电流值，所述充放电逻辑控制子单元213可配置为接收功率开关m1的导通和关断的逻辑控制信号，从而控制充放电子单元212的充放电时刻。充放电电流调制子单元211和充放电逻辑控制子单元213可以采用可实现各自功能的公开的电路结构。作为示例，如图7a所示，充放电子单元212可包括充电电流源(对应充电电流icha)、放电电流源(对应放电电流idcha)、第一开关s1、第二开关s2以及电容c1，第一开关s1和第二开关s2可选用有源开关，如mos管、三极管、jfet、igbt等元件。具体的，如图7a所示，所述充电电流源、第一开关s1、第二开关s2、放电电流源可依次串联连接在充放电电流调制子电路211的输出端与地之间；所述充放电电流调制子单元211的输入端用于接入上述滤波调制电压vcomp，充放电电流调制子单元211的输出端与所述充电电流源和所述放电电流源的输入端耦接；所述充放电逻辑控制子单元213的输入端用于接入零电流检测信号zcd、功率开关m1的导通和关断的逻辑控制信号以及反馈信号onb，充放电逻辑控制子单元213的输出端分别与第一开关s1和第二开关s2电性连接，如图7a所示，输入第一开关s1和第二开关s2的导通信号之间为逻辑非，以交替进行充电和放电；电容c1的一端连接第一开关s1和第二开关s2之间的ramp节点，另一端接地。比较器的正向输入端连接ramp节点，负向输入端连接一参考电压(此处以5v为例)，比较器的输出端用于输出导通控制信号on。如图7a所示，为了获得反馈信号onb，比较器的输出端设置了连续的两个非门，在两个非门之间的节点采集反馈信号onb。

参见图7a和图7b以及图2，作为示例，在开关电源的功率开关m1开关周期内，利用上述有效占空比调制单元210进行充放电可包括如下过程：利用滤波调制电压vcomp，充放电电流调制子单元211调制充电电流源及放电电流源，其中充电电流源用于电容c1充电，放电电流源用于电容c1放电。充放电逻辑控制单元212控制第一开关s1和第二开关s2，其中第一开关s1可以控制充电电流icha的通断，第二开关s2可以控制放电电流idcha的通断。当功率开关m1的导通信号gate_on为上升沿时，功率开关m1开始导通，第一开关s1关断，第二开关s2导通，电容c1通过放电电流idcha放电，ramp节点的电压从5v开始下降，当功率开关m1关断时，电容c1维持放电；当电感电流il1下降到零时，检测到退磁结束，零电流检测信号zcd变高电平，第一开关s1导通第二开关s2关断，电容c1停止放电转为通过充电电流icha充电，ramp节点的电压从转折点电压vx开始上升，当ramp节点的电压高于5v时，比较器翻转，开启时间信号on由低电平变高电平，功率开关m1进入下一次导通过程。由以上过程可以得出式(5)，

5-vx＝idcha*(ton+tdis)＝icha*t3(5)

结合式(4)可知，对于非隔离降压(buck)拓扑，有效占空比deff满足式(6)，

deff＝(ton+tdis)/(ton+tdis+t3)＝icha/(icha+idcha)(6)

对应于非隔离升压拓扑、非隔离升降压拓扑、以及隔离反激式拓扑这种拓扑图可以通过改变图7a中的充放电逻辑控制而得到以下公式，例如式(7)，

5-vx＝idcha*tdis＝icha*(t3+ton)(7)

与式(7)对应的有效占空比deff满足式(8)，

deff＝tdis/(ton+tdis+t3)＝icha/(icha+idcha)(8)

由式(6)和式(8)可知，有效占空比调制单元210在每个开关周期的充电电流icha和放电电流idcha均受滤波调制电压vcomp调制，并且有效占空比deff受滤波调制电压vcomp调制，从而，经过滤波调制电压vcomp调制，所得到的有效占空比deff不再受电源输入电压vin的工频成分的影响，根据前述的式(2)，开关电源的输出电流iout上的工频成分也可以得以消除。

利用上述实施例(如图5所示)的调光控制电路，在进行调光时，pwm调光信号会发生变化。为了在pwm调光信号发生变化时调制开关电源的输出，参见图5，一实施例中，输出电流调制模块200还可包括电感峰值调制单元220，所述电感峰值调制单元220配置为利用低通滤波模块100输出的滤波调制电压vcomp调制与不同的pwm调光信号对应的电感峰值。

具体的，可以使所述滤波调制电压跟随所述pwm调光信号的变化而变化。电感峰值调制单元220可配置为调制对应的电感峰值vpk在设定的电感峰值最大值和电感峰值最小值之间随滤波调制电压vcomp同向线性变化。图8a为本发明一实施例中电感峰值调制单元的电路示意图。参见图8a，作为示例，所述电感峰值调制单元220可包括恒流源电路221、分压电路222和钳位电路223，所述恒流源电路221的输出电流大小跟随上述滤波调制电压vcomp变化，所述分压电路222与所述恒流源电路的输出耦接，所述钳位电路223与所述分压电路222的输出耦接并输出与当前pwm调光信号对应的电感峰值vpk。

图8b为本发明一实施例中电感峰值随滤波调制电压变化的波形示意图。具体的，所述恒流源电路221可包括运算放大器和mos管m1，分压电路222包括电阻r1、r2组成的电压缓冲器，以实现对滤波调制电压vcomp的分压，分压电路的输出电压v1等于vcomp*r2/(r1+r2)。钳位电路223可进行如下钳位功能：当输出电压v1>vpk_high(电感峰值最大值)时，vpk＝vpk_high；当输出电压v1<vpk_low时，vpk＝vpk_low(电感峰值最小值)；当v1介于vpk_low和vpk_high之间时，vpk＝v1。对于电感峰值vpk的调制不局限于图8a和图8b所示方式，只要通过滤波调制电压vcomp的调制，使电感峰值vpk在一定范围内随滤波调制电压vcomp单调上升即可，从而实现调制与不同的pwm调光信号对应的电感峰值的作用。

经过上述输出电流调制模块200调制之后，该实施例中，开关电源在dcm模式下，在输入电压因工频成分的纹波而变化时，当前pwm调光信号下的所有开关周期内，每个开关周期对应的开关电源输出的平均电流值不变。具体的，输出电流调制模块200可通过有效占空比调制单元210调制死区时间t3的变化使当前pwm调光信号下的每个周期的有效占空比deff不变，从而输出不变。另外，输出电流调制模块200还可通过电感峰值调制单元220调制不同pwm调光信号所对应的电感峰值vpk。参见图5，本实施例的调光控制电路还可包括电感峰值比较器410，所述电感峰值比较器310配置为对电感峰值vpk和来自开关电源的采样信号进行比较，以获得每一个开关周期的导通时间结束时刻从而生成关断控制信号。

本实施例的调光控制电路还可包括rs触发器420，所述rs触发器320配置为接收电感峰值比较器310输出的关断控制信号和有效占空比调制单元210输出的导通控制信号on，根据所述关断控制信号和导通控制信号的电平，生成针对开关电源中功率开关m1的开关控制信号。

作为示例，所述rs触发器的复位端接收所述关断控制信号，当所述采样信号达到电感峰值vpk时，关断控制信号为高电平，即所述rs触发器的复位端变为高电平，则输出的开关控制信号为关断信号；所述rs触发器的置位端接收导通控制信号on，当死区时间t3结束时，导通控制信号变为高电平，rs触发器的置位端变为高电平，则输出的开关控制信号为导通信号。

如图5所示，本实施例中，控制电路还可包括驱动模块430。所述驱动模块430配置为接收rs触发器420输出的导通信号或关断信号(均为数字信号)，进行处理(例如进行信号放大、dac转换等)以获得可以直接控制功率开关m1的驱动信号。

图9为利用图5所示的调光控制电路时输入电压和输出电流的波形示意图。参见图5和图9，其中，输入电压vin包括工频成分，根据式(5)的分析可知，电感l1的励磁时间ton在vin增大时会缩短，即ton2<ton1，而在采用上述实施例的调光控制电路(如图5)时，低通滤波模块100输出的滤波调制电压vcomp对该开关电源进行调制，可使得任一当前pwm调光信号下的所有开关周期内，每个开关周期对应的所述开关电源输出的平均电流值不变。具体可通过调制死区时间t3的变化而控制所述每个周期的有效占空比不变，例如，可以调制使得ton2所在开关周期的死区时间t32相对于ton1所在开关周期的死区时间t31缩短，即通过周期变短保障了有效占空比deff恒定，由于开关电源的平均输出电流主要由有效占空比deff决定，因此可以使相邻两个周期的平均输出电流基本保持不变，有助于解决频闪问题。

如图5所示，本发明实施例的调光控制电路对开关电源进行采样，并将利用滤波调制电压调制开关电源，实现了闭环控制。例如，在改变pwm调光信号时，低通滤波器130接收到调光电压信号vp和采样信号vn，若vp>vn，低通滤波器130输出的滤波调制电压vcomp调制电感峰值vpk增大，使得开关电源输出的峰值电流增加，进而反馈的采样信号vn增大，vp和vn趋于一致；当vp<vn时，低通滤波器130输出的滤波调制电压vcomp调制电感峰值vpk减小，使得开关电源输出的峰值电流减小，进而反馈的采样信号vn减小，亦使得vp和vn趋于一致。上述调光控制电路的环路达到稳态后，根据pwm调光信号得到的调光控制电压vp和根据输出得到的采样信号vn相等，即vp＝vn，由于采样信号vn＝k*iout，调光电压信号vp＝dpwm*vref，dpwm为pwm调光信号的占空比，vref为低通滤波模块100中的参考电压。结合式(2)可知，此时开关电源的平均输出电流iout＝dpwm*vref/k，可见此时平均输出电流iout和pwm调光信号的占空比dpwm成正比，从而便于实现高线性度的调光。

在以上介绍的实施例中，通过在当前pwm调光信号下固定有效占空比来消除输入电压上纹波给输出带来的影响。然而本发明的实施方案并不局限于在此，对应于一pwm调光信号下，只要每个周期平均电流值不受输入电压的变化的影响，也能起本发明所要消除纹波的技术效果。因此，本领域的技术人员通过本发明创造中所揭露的技术方案，以及说明书的具体实施例的描述，所得到的技术启示应很容易得到以下技术方案。例如，通过具体实施方式中公式(2)的启示，在对应的一pwm调光信号下，该技术方案可通过控制ipk与deff的乘积不变以实现若干周期中每个周期输出电流iout不会随输出电压vin变化，也可以达到本具体实施方式中所提到的各实施例所达到的消除频闪的功效。

进一步的，所述调光控制电路的低通滤波模块优选采用数字低通滤波器。数字低通滤波器相对于模拟低通滤波器，不需要外接大电容，有助于提高电路集成度和稳定性，减少失调电压的影响，有利于增大调光深度。实验显示，利用上述调光控制电路控制负载为led的开关电源的输出，其中采用数字低通滤波器，相对于如图4a所示的调光电路，失调电压降低至1/10以下，调光深度降低至1％。经过滤波调制电压vcomp的调制后，开关电源在确定的pwm调光信号下，功率开关m1在其所有开关周期内的平均输出电流值iout是相等的，即体现出对电源输入电压vin的纹波有极强的抑制能力。上述调光控制电路避免了调光死区，调光全程无台阶感，提升了调光一致性，有助于消除频闪及噪音。在环路达到稳态后，平均输出电流与pwm调光信号频率直接相关，可以实现高线性度的调光曲线。

本发明实施例另外涉及一种开关电源的控制芯片，所述控制芯片用于控制低pf(例如pf小于等于0.7)的开关电源的输出，所述开关电源包括功率开关，所述控制芯片内设有上述包括低通滤波模块100和输出电流调制模块200的调光控制电路。本实施例中，所述控制芯片例如是led控制芯片，所控制的开关电源的负载可以是led灯串，但不限于此，所述控制芯片也可以具有其它控制目的，所述控制芯片控制的开关电源的负载也可以是其它需要更灵敏地调节负载变化的元件，在一实施例中，所述控制芯片也可以是oled控制芯片。

所述开关电源可具有如图1a至图1d中的任一个的拓扑电路结构。即，所述开关电源可采用隔离反激式拓扑、非隔离降压拓扑、非隔离升降压拓扑以及非隔离升压拓扑等电路结构中的一种。所述开关电源中的功率开关可以是mos管、三极管、jfet、igbt等开关元件。

参见图5，作为示例，一实施例中，开关电源的控制芯片可包括封装体，所述封装体上设有dim引脚，cs引脚和gate引脚，所述封装体内设有前述的包括低通滤波模块100和输出电流调制模块200的调光控制电路，其中，所述dim引脚用于接入pwm调光信号并提供给该调光控制电路，所述cs引脚用于接入来自开关电源的采样信号并提供给该调光控制电路，所述gate引脚用于获取调光控制电路输出的驱动信号并输入至开关电源中的功率开关m2(如图2a所示)。可选实施例中，所述gate引脚还用于接收开关电源的退磁信号并提供给该调光控制电路的退磁检测模块300。在另外的实施例中，开关电源的退磁信号也可以通过另外的引脚如fb引脚来获得，所述fb引脚可通过分压电阻串接入开关电源的电感或变压器来获取退磁信号。本发明不限于此，在另外的实施例中，开关电源的功率开关也可以与控制芯片集成形成，因而控制芯片也可以不设置此处描述的某些引脚。

本发明实施例还涉及一种驱动led的电源转换装置，所述电源转换装置包括整流电路、低pf的开关电源电路、上述包括低通滤波模块和输出电流调制模块的调光控制电路以及led灯串。其中，所述整流电路配置为接入交流电后执行整流并输出；所述开关电源电路与所述整流电路的输出耦接，配置为将所述整流电路的输出转换成led灯串所需的电力；所述调光控制电路配置为接收pwm调光信号从而控制led灯串的亮度随所述pwm调光信号的变化而变化。

所述整流单元可以为采用四个二极管组成全桥整流器以将交流电整流的整流桥电路。所述开关电源电路中，功率开关用于调控电感(或变压器)的励磁和退磁操作，以供led灯串在所述励磁和退磁操作下调整相应亮度。所述开关电源电路可采用如图1a至图1d中任一个所示的拓扑电路结构。用来控制功率开关的导通和关断的调光控制电路如图5所示，其结构以及工作可参照本实施例关于调光控制电路的描述。调光控制电路可以以芯片形式布置在驱动led的电源转换装置中。

本发明实施例还涉及一种去频闪方法，应用于电流型发光元件的亮度调节，所述电流型发光元件为一包括功率开关的低pf开关电源的负载。所述去频闪方法可以采用上述包括低通滤波模块100和输出电流调制模块200的调光控制电路。所述调光方法包括以下步骤：

第一步骤：接入pwm调光信号和来自所述开关电源的采样信号，基于所述pwm调光信号和所述采样信号生成滤波调制电压并输出；

第二步骤：利用所述滤波调制电压调制所述开关电源至少在dcm模式下，在所述输入电压因工频成分的纹波而变化时，当前对应的pwm调光信号下的若干开关周期内，每个开关周期对应的所述开关电源输出的平均电流值不变。

上述电流型发光元件例如是led或oled器件等，其发光亮度与流经元件的电流成正比，因而通过控制开关电源输出的平均电流值不变，可实现对led或oled器件的调光。

上述去频闪方法具体可以采用本实施例的开关电源和调光控制电路(如图5至图8所示)执行。具体的，第一步骤中，可以采用低通滤波模块100来接入pwm调光信号和来自所述开关电源的采样信号，基于所述pwm调光信号和所述采样信号生成滤波调制电压并输出。第二步骤中，可以采用与所述低通滤波模块100电性连接的输出电流调制模块200，具体可以通过有效占空比调制单元210来调制死区时间t3的变化而控制当前pwm调光信号的若干开关周期内的每个周期的有效占空比不变。并且可通过电感峰值调制单元220利用所述滤波调制电压调制不同pwm调光信号所对应的电感峰值vpk。

利用上述去频闪方法，开关电源在当前pwm调光信号下的若干开关周期内，开关电源在每个开关周期内的平均输出电流值趋于相等，从而表现为对输入电压vin的纹波具有极强的抑制能力。上述调光控制电路避免了调光死区，调光全程无台阶感，提升了调光一致性，有助于消除频闪及噪音。

在不同的电路实现中，本发明的调光控制电路中各个模块(或单元)的结构可能有所不同，但应当理解，在不脱离本发明技术原理的前提下，改变它们的实现方式而形成的电路，也应属于本发明的保护范围。

上述描述仅是对本发明较佳实施例的描述，并非对本发明权利范围的任何限定，任何本领域技术人员在不脱离本发明的精神和范围内，都可以利用上述揭示的方法和技术内容对本发明技术方案做出可能的变动和修改，因此，凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化及修饰，均属于本发明技术方案的保护范围。