热记忆电路、电子脱扣器、断路器的制作方法

本实用新型涉及一种热记忆电路，属于低压电器技术领域。

背景技术：

热磁式过流保护电器由于其双金属片结构具有受热逐渐弯曲冷却逐渐恢复的特性，因此具有较好的过流合闸再脱扣能力，但电子式过流保护电器并无双金属片结构，只能通过电子保护单元采用某些特定方式去模拟类似双金属片受热弯曲冷却恢复的特性，以使其也具备较好的过流合闸再脱扣能力。于是，电子式过流保护器的“热记忆”功能便应运而生。目前断电热记忆功能普遍采用的是通过控制对外部储能电容充电来记录当前主回路的能量累加，以电容的自然放电过程来模拟在断电情况下主回路的释能，电容两端的电压反映了主回路的能量情况。

一种现有技术如图1所示，当通过电流互感器2检测到过载电流时，将电流计算为相应的能量，由微处理器4输出一定宽度脉冲控制三极管Q1导通，这样电源电压VCC的电流通过R1、Q1、D1流向电容C1，同时微处理器4通过检测由运算放大器、电阻R3、电阻R4所组成的电压跟随器的输出电压间接获取电容C1上的电压，并与当前微处理器4计算的相应能量的积累值比较后，调整脉冲宽度来控制该电容C1上的充电电压，当过载累积的能量达到断路器动作条件时，微处理器4控制脱扣线圈3切断主回路电源，电源电压(VCC)不再对电容C1进行充电，而己充电的电压通过电阻R5开始慢慢放电。之后再合闸时微处理器4通过电压跟随器5采集残留在电容C1中的电压，再将此电压转换成等比例的剩余能量值。

对现有技术改进的专利如CN202837860U增加了断电判断电路，断电时能量值存储在非易失存储器中；专利CN202387999U增加了PWM比较发生电路进一步优化了控制方法。但现有技术方案均采用了运放及多种分立元件组成热记忆电路，其使用元器件数量较多，电路结构相对复杂，不利于断路器的小型化发展。

技术实现要素：

本实用新型所要解决的技术问题在于克服现有技术不足，提供一种硬件电路简单、元件数量少的热记忆电路及其热记忆方法，从而可有效减小电子脱扣器体积，降低电子脱扣器成本，满足断路器小型化要求。

本实用新型的热记忆电路，包括微处理器以及分别与微处理器连接的电流采样电路、电容充放电电路，所述电流采样电路用于将回路电流的采样信号提供给微处理器，所述电容充放电电路用于在微处理器控制下对自身所包含的储能电容进行充放电；所述电容充放电电路由电阻R1、电阻R2、储能电容C1、二极管D1构成，电阻R1的一端与微处理器的一个I/O端口连接，另一端与二极管D1的正极连接，二极管D1的负极与储能电容C1的正极、电阻R2的一端连接，储能电容C1的负极和电阻R2的另一端均接地；二极管D1的正极还与所述微处理器的一个AD端口连接。

如上所述热记忆电路的热记忆方法，当微处理器通过电流采样电路检测到回路电流时，将电流计算为相应的能量，并通过所述I/O端口输出一定宽度的脉冲向储能电容C1充电，同时，仅在所述脉冲产生期间，微处理器通过所述AD端口检测储能电容C1上的电容电压并将其换算成能量，与当前所计算的电流的相应能量累积值比较，若换算成的能量小于当前计算的能量，则继续输出脉冲来控制储能电容C1的充电电压，做到能量累积与电容电压的匹配，若换算成的能量大于当前计算的能量，则停止输出脉冲；当热记忆电路断电后再次上电时，微处理器先发出一个脉冲使二极管D1导通，同时通过所述AD端口检测储能电容C1上的电容电压并将其换算成能量，并将此能量作为当前电流能量累积的基数，重复上述步骤；所述通过AD端口检测储能电容C1上的电容电压具体为：通过AD端口检测二极管D1正极的电压V1，并以电压V1减去二极管D1的导通压降来得到储能电容C1上的电容电压V2。

根据相同的实用新型思路还可以得到以下技术方案：

一种电子脱扣器，包括如上所述热记忆电路以及与所述微处理器连接的脱扣电路。

一种断路器，包括如上所述电子脱扣器。

相比现有技术，本实用新型技术方案具有以下有益效果：

本实用新型利用微处理器的AD端口来检测电容电压，微控制器发出脉冲给电容充电，同时微控制器AD端口可采集电容电压值，当热记忆电路断电后再次上电时，只需用I/O端口发出一个脉冲信号使二极管导通从而通过AD端口采集电容电压值。其所使用的电路元件数量大幅减少，尤其是无需运算放大器等集成器件，硬件电路实现简单，从而可有效减小电子脱扣器体积，满足断路器小型化要求，并降低电子脱扣器成本，提高市场竞争力。

附图说明

图1为现有技术的电路原理图；

图2为本实用新型电子脱扣器的结构框图；

图3为本实用新型电子脱扣器的电路原理图。

具体实施方式

针对现有热记忆电路所存在的使用包括运放在内的元器件数量较多，电路结构相对复杂的不足，本实用新型的思路是利用微处理器的AD端口来检测电容充放电电路中的电容电压，从而使得电路元件数量大幅减少，尤其是无需运算放大器等集成器件，硬件电路实现简单，进而可有效减小电子脱扣器体积，满足断路器小型化要求，并降低电子脱扣器成本，提高市场竞争力。

如图2、图3所示，本实用新型的电子脱扣器设置于断路器中，其包括微控制器、电容充放电电路、电流采样电路、脱扣电路；电容充放电电路的充电电路由电阻R1、二极管D1、储能电容C1构成，电阻R1的一端与微控制器的I/O端口(本实施例为PWM脚)连接，另一端与二极管D1的正极连接，负极与储能电容C1正极连接，储能电容C1负极接地；放电电路由电阻R2、储能电容C1构成，电阻R2与储能电容C1并联；除此以外，二极管D1的正极还与微控制器的一个AD脚连接。所述断路器设置在外部电源通向负载的线路上，断路器与脱扣线圈连接，通过脱扣线圈断开断路器向负载提供电源保护。电流互感器设置在断路器与负载之间的线路上，用于检测提供给负载的电流。微控制器与脱扣线圈和电流互感器连接。

当微控制器通过电流互感器检测到电流时，将电流计算为相应的能量，再由微控制器的PWM端输出一定宽度的脉冲(例如脉冲宽度设置为20ms)，通过电阻R1、二极管D1向储能电容C1充电。由于二极管具有正向导通反向截止的特性，因此仅在脉冲产生期间，微控制器通过AD端口检测二极管D1正极对地的电压V1，并以此电压推算出储能电容C1上的电压V2，电压V2的值为电压V1减去二极管D1的导通压降(其为该二极管的固有参数)。微控制器将电压V2换算成能量，与当前计算的相应能量的累积值比较，若电压V2换算的能量小于当前计算的能量的累积值，则继续输出脉冲宽度为20ms的脉冲；若电压V2换算的能量大于当前计算的能量的累积值，则停止输出脉冲，如此往复。通过继续输出脉冲来控制储能电容C1上的充电电压，以做到能量累积与电容电压的匹配。

电流能量的累积可用如下关系式表示：En＝En-1*P+Sn(1)，En为第n个周期能量的累积值，En-1为第n-1个周期能量的累积值，P为衰减系数，Sn为第n个周期电流计算的能量值。

在本实用新型的中，微控制器将电压V2换算成能量采用如下方法：

根据电容放电曲线公式其中RC为放电时间常数，V为当前时刻电压(即本专利中的V2)，VE为电容充满电的电压，在该专利中，也可以是预设的充电电压值，T为时间变量。

能量衰减按照以下公式计算En＝En-1*P，其中En为第n个周期的能量，En-1为第n-1个周期的能量，P为衰减系数，因此有下式成立：

E0为预设的脱扣时的总能量，P为衰减系数，Δt为衰减周期，T为时间变量，E为当前能量。根据以上公式，对于任意时间T电容电压和能量有以下转换关系：

当能量累积达到断路器设定的动作条件后，微控制器控制脱扣线圈使断路器动作，切断故障线路。断电后，储能电容C1上的电荷通过电阻R2进行放电，模拟能量的衰减。当断路器再次合闸上电时，微控制器先发出一个脉冲使二极管D1导通，为减小脉冲对充电电容的影响，该脉冲时间尽可能短，优先地可设置为32us，微控制器再检测二极管D1正极对地的电压V1，并以此电压推算出此时储能电容C1上的电压V2，用电压V2来计算出衰减后当前的剩余能量，并将此作为再次能量累积的基数(即关系式(1)的En-1)，重复上述过程。从而实现断电后能量的热记忆。

进一步地，当能量累积的计算仅与电流过载相关联时，只需在电流过载时，重复上述过程。电流能量的累积可用如下关系式表示：En＝En-1+Sn(2)，En为第n个周期能量的累积值，En-1为第n-1个周期能量的累积值，Sn为第n个周期电流计算的能量值。电流不过载时，Sn即为0，微控制器停止输出脉冲，电流能量的累积值按照衰减系数进行衰减。电流能量的累积可用如下关系式表示：En＝En-1*P(3)，En为第n个周期能量的累积值，En-1为第n-1个周期能量的累积值，P为衰减系数。热记忆电路断电后再次上电，微控制器先发出一个脉冲使二极管D1导通，微控制器再检测二极管D1正极对地的电压V1，并以此电压推算出此时储能电容C1上的电压V2，用电压V2来计算出衰减后当前的剩余能量，若电流过载，则将此能量作为当前电流能量累积的基数(即关系式(2)的En-1)，重复上述过程；若电流不过载，则将此能量作为当前电流能量累积的基数(即关系式(3)的En-1)。或者还有一种处理方式，热记忆电路断电后再次上电，若电流不过载，则不发出脉冲，直至检测到电流过载，再由微控制器的PWM端输出20ms的脉冲，仅在脉冲产生期间，微控制器通过AD端口检测二极管D1正极对地的电压V1，并以此电压推算出储能电容C1上的电压V2，微控制器将电压V2换算成能量，与当前计算的相应能量的累积值比较，如此重复。

实际应用中，由于二极管导通时的压降与二极管的正向电流有关，为获得二极管导通压降的准确值，MCU计算时需要进行相应的补偿。根据公知理论，PN结两端的电压U和流过PN结的电流I的关系为：

其中UT＝kT/q，k为波尔兹曼常数，T为热力学温度，q为电子的电量，Is为反向饱和电流。PN结正向偏置时，远大于1，因此存在如下近似关系：

设PWM端口输出的脉冲电平为VCC，二极管正极对地的电压为V1，电阻R1的阻值为R，则有成立，可以求得二极管压降由于引线电阻、半导体体电阻等影响，二极管的压降要在上述计算结果的基础上乘以一个补偿系数A，该补偿系数可通过试验的方法获得。因此充放电电容的电压V2＝V1-A*U。