氮化镓功率器件的过流保护电路、提高反应速度的方法与流程

本发明涉及功率转换系统中的保护电路，特别涉及一种基于集成型氮化镓功率器件的过流保护电路、提高过流保护电路反应速度及降低误触发概率的方法。例如充电器等电能转换的器件中都需要类似的保护电路。

背景技术：

图1为传统硅功率器件中较为常见的三种过流保护示意图。

请参阅图1a所示，图1a为精密电阻测试法，需将一个精密电阻放入功率回路之中，通过监测该电阻上的电压值来实时监测主回路中的电流大小是否超过限定值。但是该方法会给主回路增加一些额外的寄生参数，限制了电路的高频特性同时增加功耗。因此不适合用于高速高功率的电路中。

请参阅图1b所示，图1b为电流镜监测法，通过在功率器件的附近集成一个辅助器件，在同样的电压偏置条件下，功率器件中的电流将会和辅助器件中的电路成比例。这样就可以在不增加寄生参数的条件下，监测主回路电流。但当精度要求较高时，辅助器件的尺寸也也会变大，随之而来的是更大的芯片面积以及功率损耗。

请参阅图1c所示，图1c为“去饱和”电路，其通过二极管去监测功率器件的漏端电压值来实时监控开态下的电流。考虑到开态下的导通电阻，当电流过高时，漏端电压将会提高从而触发保护机制。该方法不会在主回路引入寄生电感且功耗很小。但功率器件在关态下，漏端电压也会很高，该方法需要一个屏蔽信号去正常开启功率器件。常规的方法是将该屏蔽信号绑定在漏端的监测信号上。这致使保护电路的反应速度降低，不适合直接应用于高速的氮化镓功率器件。

技术实现要素：

本发明的目的是提供一种在相同的导通电阻下，氮化镓器件拥有更小的体积以及电流密度。但是同时也更容易因承受过高的电流而损坏。因此，在氮化镓功率系统中，过流保护电路要有极高的反应速度，能够在极短的时间内关断器件，防止电路损毁。同时为了不影响氮化镓优异的高频特性，保护电路应该尽可能的减小对主回路并影响基于集成型氮化镓功率器件的过流保护电路。本发明的另一目的是提供一种当功率开关中电流超过限制，监测信号可以不通过屏蔽电路中的电容，直接传递到控制电路中，从而关断功率开关提高反应速度，由于监测电路以及控制回路的逻辑都更为简单，不需要用到比较器，运放等模块，提高过流保护电路反应速度及降低误触发概率的方法。

本发明的第一技术解决方案是所述基于集成型氮化镓功率器件的过流保护电路，其特殊之处在于，包括监测电路⑴、屏蔽信号产生电路⑵和逻辑控制模块⑶，所述监测电路⑴通过所述逻辑控制模块⑶分别电连接屏蔽信号产生电路⑵和栅极驱动器，所述栅极驱动器电连接高电子迁移率功率晶体管m1，所述高电子迁移率功率晶体管m1顺序连接监测电路⑴和负载；在正常情况下，t0时刻控制信号vdr为低电平，功率器件处于关断状态，vds为高电平，监测电路⑴反馈一个高电平vs，由于屏蔽支路vblank的屏蔽作用，逻辑控制模块⑶产生一个低电平，不会触发保护；在t1时刻，控制信号vdr由低变高，但由于rc回路的延时效应，屏蔽支路的vblank仍旧是低电平，使得在t1到t2的时间段内逻辑控制模块⑶的voce为低电平，功率器件将正常打开，负载端的vds将下降至一个稳定值；当到达t2时，负载端的vds已经下降到一个稳定值，且屏蔽支路的vblank也变成了高电平，此时若功率器件中的电流低于限定值，负载端的vds则不超过阈值使得vs由高电平变为低电平，从而使得功率器件正常工作；反之，此时若功率器件中的电流高于限定值，负载端的vds则会超过阈值使得vs维持在高电平，当屏蔽时间结束后，屏蔽支路的vblank变为高电平，器件将被强制关断。

作为优选：所述监测电路⑴包括串联的第一反相器、第二反相器和二极管ds，以及二极管ds与第二反相器的连线与单极器件工作电压vdd之间电连接的电阻r1，所述第一反相器与第二反相器分别接入单极器件工作电压vdd与接地端；当功率开关处于正常工作状态时，由于感性负载的存在，功率器件中的电流会逐渐增大；而随着电流的增大，漏端电压会增加直至到达设置的阈值，此时监测信号会向逻辑控制模块传输一高电平从而触发过流保护。

作为优选：所述逻辑控制模块⑶由串联的第一与门和第二与门构成。

作为优选：所述屏蔽信号产生电路⑵包括电阻r2和电容c，所述电阻r2的一端连接vdr(pwm)与栅极驱动器的公共端，所述电阻r2的另一端连接第一与门的输入端和电容c，所述电容c接地。

作为优选：所述高电子迁移率功率晶体管的栅极电耦接所述栅极驱动器的输出端，所述高电子迁移率功率晶体管的源极接地，所述高电子迁移率功率晶体管的漏极分别连接二极管ds的阴极和负载load。

本发明的第二技术解决方案是所述基于集成型氮化镓功率器件的监测电路，其特殊之处在于，包括串联的第一反相器、第二反相器和二极管ds，以及二极管ds与第二反相器的连线与单极器件工作电压vdd之间电连接的电阻r1，所述第一反相器与第二反相器分别接入单极器件工作电压vdd与接地端。

本发明的第三技术解决方案是所述基于集成型氮化镓功率器件的屏蔽信号产生电路，其特殊之处在于，包括电阻r2和电容c，所述电阻r2的一端连接vdr(pwm)与栅极驱动器的公共端，所述电阻r2的另一端连接第一与门的输入端和电容c，所述电容c接地。

本发明的第四技术解决方案是所述提高过流保护电路反应速度及降低误触发概率的方法，其特殊之处在于，包括经下步骤：

⑴在正常情况下，t0时刻控制信号vdr为低电平，功率器件处于关断状态，vds为高电平，监测电路⑴反馈一个高电平vs，由于屏蔽支路vblank的屏蔽作用，逻辑控制模块⑶产生一个低电平，不会触发保护；

⑵在t1时刻，控制信号vdr由低变高，但由于rc回路的延时效应，屏蔽支路的vblank仍旧是低电平，使得在t1到t2的时间段内逻辑控制模块⑶的voce为低电平，功率器件将正常打开，负载端的vds将下降至一个稳定值；

⑶当到达t2时，负载端的vds已经下降到一个稳定值，且屏蔽支路的vblank也变成了高电平，此时若功率器件中的电流低于限定值，负载端的vds则不超过阈值使得vs由高电平变为低电平，从而使得功率器件正常工作；

⑷反之，此时若功率器件中的电流高于限定值，负载端的vds则会超过阈值使得vs维持在高电平，当屏蔽时间结束后，屏蔽支路的vblank变为高电平，器件将被强制关断。

与现有技术相比，本发明的有益效果:

⑴本发明以“去饱和”过流保护电路为基础，将新的电路与氮化镓功率器件以及驱动电路全部集成在了一个芯片上。

⑵本发明减少了由于寄生参数引入的震荡以及延迟。同时新的保护电路将所需要的屏蔽信号与电压的监测信号分开。

⑶本发明通过划分开监测回路与屏蔽信号产生回路，一方面使得监测信号不必通过屏蔽回路中的电容，可直接连接至控制回路，增加了电路整体的反应速度，另一方面屏蔽信号的长短可根据电路具体需求，改变电容电阻的大小来调整，不需要再考虑电路反应速度的问题。

⑷本发明通过优化监测回路以及控制回路的逻辑电路，避免使用例如比较器，放大器以及参考电压等较为复杂的电路，从而减少了整个集成电路的面积，且提高了电路的反应速度。

⑸当功率开关中电流超过限制，监测信号可以不通过屏蔽电路中的电容，直接传递到控制电路中，从而关断功率开关提高反应速度，由于监测电路以及控制回路的逻辑都更为简单，不需要用到比较器，运放等模块，反应速度也有所提高。

附图说明

图1a是传统的过流保护电路的电阻监测电路图；

图1b是传统的过流保护电路的电流镜电路图；

图1c是传统“去饱和”保护电路的电路图；

图2a是本发明的过流保护电路图；

图2b是本发明监测电路的工作原理示意图；

图3a是本发明过流保护电路正常工作状态下的波形示意图；

图3b是本发明过流保护电路过流保护触发情况下的波形示意图；

图4a是本发明保护电路的基本功能验证集成的芯片照片；

图4b是本发明保护电路的基本功能验证集成的芯片的等效电路图；

图5a是本发明保护电路的基本功能验证提供6v的驱动电压时，驱动电路漏源饱和电压与的反馈结果坐标图；

图5b是本发明保护电路的基本功能验证时间与反馈结果的坐标图；

图6a是本发明保护电路的电路验证的全集成芯片示意图；

图6b是本发明保护电路的电路验证的芯片搭载在pcb板上的照片；

图6c是本发明保护电路的电路验证的双脉冲测试的测试电路图；

图7a是本发明电阻负载下的开关正常情况的波形图；

图7b是本发明电阻负载下的开关过流情况的波形图；

图8a是本发明放大的开启瞬态正常情况的波形图

图8b是本发明放大的开启瞬态过流情况的波形图；

图9a是本发明在感性负载下，在较低的vds情况下，随着波形的增多，电流逐渐增加的多脉冲波形测试图；

图9b是本发明在感性负载下，当vds较高时，保护机制也可以在器件打开状态下触发的多脉冲波形测试图。

具体实施方式

本发明下面将结合附图作进一步详述：

请参阅图2a所示，该基于集成型氮化镓功率器件的过流保护电路，包括监测电路⑴、屏蔽信号产生电路⑵和逻辑控制模块⑶，所述监测电路⑴通过所述逻辑控制模块⑶分别电连接屏蔽信号产生电路⑵和栅极驱动器，所述栅极驱动器电连接高电子迁移率功率晶体管m1，所述高电子迁移率功率晶体管m1顺序连接监测电路⑴和负载。

请参阅图2a所示，所述监测电路⑴包括串联的第一反相器、第二反相器和二极管ds，以及二极管ds与第二反相器的连线与单极器件工作电压vdd之间电连接的电阻r1，所述第一反相器与第二反相器分别接入单极器件工作电压vdd与接地端。

请参阅图2a所示，所述逻辑控制模块⑶由串联的第一与门和第二与门构成。

请参阅图2a所示，所述屏蔽信号产生电路⑵包括电阻r2和电容c，所述电阻r2的一端连接vdr(pwm)与栅极驱动器的公共端，所述电阻r2的另一端连接第一与门的输入端和电容c，所述电容c接地。

请参阅图2a所示，所述高电子迁移率功率晶体管的栅极电耦接所述栅极驱动器的输出端，所述高电子迁移率功率晶体管的源极接地，所述高电子迁移率功率晶体管的漏极分别连接二极管ds的阴极和负载load。

请参阅图2a所示，该基于集成型氮化镓功率器件的监测电路，包括串联的第一反相器、第二反相器和二极管ds，以及二极管ds与第二反相器的连线与单极器件工作电压vdd之间电连接的电阻r1，所述第一反相器与第二反相器分别接入单极器件工作电压vdd与接地端。

请参阅图2a所示，该基于集成型氮化镓功率器件的屏蔽信号产生电路，包括电阻r2和电容c，所述电阻r2的一端连接vdr(pwm)与栅极驱动器的公共端，所述电阻r2的另一端连接第一与门的输入端和电容c，所述电容c接地。

图3a、图3b为整个电路中所有重要节点的电压示意图。所述提高过流保护电路反应速度及降低误触发概率的方法，包括以下步骤：

⑴在正常情况下，t0时刻控制信号vdr为低电平，功率器件处于关断状态，vds为高电平，监测电路⑴反馈一个高电平vs，由于屏蔽支路vblank的屏蔽作用，逻辑控制模块⑶产生一个低电平，不会触发保护；

⑵在t1时刻，控制信号vdr由低变高，但由于rc回路的延时效应，屏蔽支路的vblank仍旧是低电平，使得在t1到t2的时间段内逻辑控制模块⑶的voce为低电平，功率器件将正常打开，负载端的vds将下降至一个稳定值；

⑶当到达t2时，负载端的vds已经下降到一个稳定值，且屏蔽支路的vblank也变成了高电平，此时若功率器件中的电流低于限定值，负载端的vds则不超过阈值使得vs由高电平变为低电平，从而使得功率器件正常工作；

⑷反之，此时若功率器件中的电流高于限定值，负载端的vds则会超过阈值使得vs维持在高电平，当屏蔽时间结束后，屏蔽支路的vblank变为高电平，器件将被强制关断。

请参阅图2b所示，所述监测电路的基本工作原理：当功率开关处于正常工作状态时，由于感性负载的存在，器件中的电流会逐渐增大。而随着电流的增大，漏端电压会增加直至到达设置的阈值(对于va则时反向器的阈值)，这时监测信号就会向逻辑控制模块传输一个高电平从而触发过流保护。

请参阅图4a至图4b所示，图4a为本发明的过流保护电路的芯片截图，其中包括了监测模块⑴，屏蔽信号产生模块⑵，控制逻辑模块⑶，以及开关驱动模块(该芯片不包含功率开关)。图示芯片的等效电路图如图4b所示。

图5为图4所示模块保护电路的测试结果。请参阅图5a所示，当vdd、vdr固定在高电平，在vds端口添加一个扫描信号，当vds到达1v的阈值电压时，栅极的电压会被强制拉低到0v。请参阅图5b所示，当vdd依旧是高电平，而控制信号vdr为pwm波时，同样，当vds增加到1v左右时，栅极信号将无法再跟随控制信号。

相对于图4的保护电路，图6则为完整的过流保护电路(包括功率开关)。图6a为整体电路芯片的照片，图6b为芯片搭载在pcb上的照片。图6c为搭载芯片后的电路原理图。

图7为阻性负载下，单脉冲测试的波形图。其中功率器件的电流大小由阻性负载的大小调节，其电路图可参考图6。请参阅图7a所示，当电流较小的时候(1a～3a)，功率器件可正常开关，且可看到vds随着电流的提升而有所上升。请参阅图7b所示，当电流达到4a以上时，功率器件会在屏蔽时间结束之后迅速关断。

图8为图7过程中的波形缩放，其更直接的展现了屏蔽时间的作用，也展示了器件的整体反应速度在40ns左右。请参阅图8a所示，在屏蔽时间内，即使由于振荡产生的参数超过了阈值，器件依旧能够正常开关。请参阅图8b所示，屏蔽时间结束后，整体的反应时间(包括屏蔽时间)约为40ns。

图9为感性负载下多脉冲的波形测试图。请参阅图9a所示，在较低的vds情况下，随着波形的增多，电流逐渐增加,可以看到当vds接近于阈值的时候，下一个脉冲仅仅使器件开启了一瞬间，保护就触发了。请参阅图9b所示，同理当vds较高时，保护机制也可以在器件打开状态下触发。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，凡依本发明权利要求范围所做的均等变化与修饰，皆应属本发明权利要求的涵盖范围。