一种集成的微弱电信号滤波放大电路的制作方法

本发明涉及传感技术和集成电路技术领域，尤其涉及一种集成的微弱电信号滤波放大电路。

背景技术：

近年来，传感技术的快速发展为人类对自身生理信号的关注创造了有利条件。心电、脑电、肌电和血压等生理信号的精确采集，使得医学的研究和诊断拥有了有效的信息支撑，促进了现代医学的发展。另外脑电信号的获取和分析，还可以实现一系列的脑控系统和产品，广泛应用于军事、宇航、工业及娱乐等领域。

心电、脑电和肌电等生理信号本质上都属于微弱的生物电信号，这些信号的幅度一般在几十uv至几mv之间，覆盖千分之几hz至几千hz的频率范围。通常，生物电信号通过两个电极探头连接到人体的两个不同接触点进行侦测，获取两电极之间的电压信号差值进行处理分析。然而，由于电极具有电化学效应，使得电极自身会引入高达几百mv的直流电压失调，这种失调电压足以把采集到的有效信号覆盖。同时由于采集对象处于微动过程，例如呼吸的收缩活动或者机体自身的移动，这些由于人体产生的运动伪差常常使采集电路信号基线有较大的漂移，严重的电极失调电压和运动伪差有可能导致信号采集信道放大电路发生饱和而引起失真。因此，在生物电信号放大处理过程中，需要通过高通滤波把电极引入的失调电压消除掉并尽可能地抑制运动伪差带来的影响，同时具有一定的放大能力来提升信号传感采集的信噪比。在高通滤波处理的情况下，要求保留生物电信号的低频分量，高通滤波往往需要实现非常低的截止频率。

不同的生物电信号，所关注的频率成分往往不一样。滤波频率可配置能够满足不同的应用需求。另外，生物电信号的幅度，跟电极的类型和采集环境都有很大的相关度，所以要求放大倍数能够灵活调节。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题在于，针对现有技术的缺陷，提供一种集成的微弱电信号滤波放大电路。

本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：构造一种集成的微弱电信号滤波放大电路，包括：耦合电容电路、第一斩波切换开关电路、运算放大器电路、第二斩波切换开关电路、滤波电路、第一直流反馈电路、第二直流反馈电路、第一反馈电容阵列电路、第二反馈电容阵列电路，其中，

所述耦合电容电路输入端分别跟探头的正电极vinp和探头的负电极vinn连接；所述耦合电容电路的第一输出端和第二输出端分别与所述第一斩波切换开关电路的第一输入端和第二输入端连接；所述第一斩波切换开关电路的第一输出端和第二输出端分别与所述运算放大器电路的正相输入端和负相输入端连接，所述运算放大器电路的负相输出端和正相输出端分别与所述第二斩波切换开关电路的第一输入端和第二输入端连接；所述第二斩波切换开关电路的第一输出端和第二输出端分别与所述滤波电路的第一输入端和第二输入端连接；所述滤波电路的第一输出端作为所述集成的微弱电信号滤波放大电路的负输出端voutn，所述滤波电路的第二输出端作为所述集成的微弱电信号滤波放大电路的正输出端voutp；

所述第一直流反馈电路与所述第一反馈电容阵列电路并联连接后一并联端连接至所述耦合电容电路的第一输出端与所述第一斩波切换开关电路的第一输入端的连接节点a，另一并联端连接至所述第二斩波切换开关电路的第一输出端与所述滤波电路的第一输入端的连接节点c；

所述第二直流反馈电路与所述第二反馈电容阵列电路并联连接后一并联端连接至所述耦合电容电路的第二输出端与所述第一斩波切换开关电路的第二输入端的连接节点b，另一并联端连接至所述第二斩波切换开关电路的第二输出端与所述滤波电路的第二输入端的连接节点d；

所述耦合电容电路用于隔离所述探头输入的直流电压；所述第一斩波切换开关电路与所述第二斩波切换开关电路通过周期性地进行两相状态切换将所述集成的微弱电信号滤波放大电路中元器件失配引起的直流失调电压和元器件噪声调制到预设频段之外；所述第一反馈电容阵列电路和第二反馈电容阵列电路为交流信号提供反馈路径；所述第一直流反馈电路和所述第二直流反馈电路为直流信号提供反馈路径；所述滤波电路用于将所述调制到预设频段之外的直流失调电压和元器件噪声滤除掉。

优选地，所述第一直流反馈电路包括：第一pmos管m1、第二pmos管m2、第一偏压源u1、第二偏压源u2；所述第二直流反馈电路包括：第三pmos管m3、第四pmos管m4、第三偏压源u3、第四偏压源u4；

所述第一pmos管m1的源极与所述连接节点a连接，所述第一pmos管m1的漏极与所述第二pmos管m2的漏极连接，所述第一pmos管m1的栅极经所述第一偏压源u1与所述第二pmos管的源极连接，所述第二pmos管m2的栅极经所述第二偏压源u2连接到输出共模参考电压vcm，所述第二pmos管m2的源极与所述连接节点c连接；

所述第三pmos管m3的源极与所述连接节点b连接，所述第三pmos管m3的漏极与所述第四pmos管m4的漏极连接，所述第三pmos管m3的栅极经所述第三偏压源u3与所述第四pmos管的源极连接，所述第四pmos管m4的栅极经所述第四偏压源u4连接到输出共模参考电压vcm，所述第四pmos管m4的源极与所述连接节点d连接；

通过调整所述第一偏压源u1、第二偏压源u2、第三偏压源u3、第四偏压源u4输出的偏置电压值，使所述第一pmos管m1、第二pmos管m2、第三pmos管m3、第四pmos管m4工作在不同程度的弱反型态以获取不同的大电阻值。

优选地，所述第一偏压源u1、第二偏压源u2、第三偏压源u3、第四偏压源u4均为相同的偏压源，所述偏压源的内部电路包括：第五pmos管m5、nmos管阵列mx1-mxn、nmos管阵列驱动电路；

所述nmos管阵列mx1-mxn由多个nmos管并联组成，所述第五pmos管m5的漏极与所述nmos管阵列mx1-mxn的漏极并联节点连接，所述第五pmos管m5的栅极和漏极短接，所述nmos管阵列mx1-mxn的源极并联节点接地gnd；

所述nmos管阵列驱动电路包括多个子驱动电路，所述每一个子驱电路包括：nmos管ms1、nmos管mr1、nmos管mn1、pmos管mp1；所述nmos管ms1的漏极与电压输入端vbias连接，所述nmos管ms1的源极与所述nmos管mr1的漏极连接，所述pmos管mp1的源极接vdd，所述pmos管mp1漏极与所述nmos管mn1的漏极连接，所述nmos管mn1的源极接地，所述nmos管mr1的栅极连接所述pmos管mp1漏极与所述nmos管mn1的漏极的连接点，所述nmos管ms1、pmos管mp1、nmos管mn1的栅极与选择信号输入端sel1连接，所述nmos管ms1的源极与所述nmos管mr1的漏极连接点为子驱动电路的驱动信号输出端vb1，所述多个子驱动电路的驱动信号输出端vb1-vbn分别与所述nmos管阵列mx1-mxn的栅极对应连接；

通过多个所述子驱动电路的选择信号输入端调整流过所述第五pmos管m5的电流值以产生不同的偏置电压值。

优选地，所述第一斩波切换开关电路包括nmos管mns1、nmos管mns2、nmos管mns3、nmos管mns4；

所述第二斩波切换开关电路包括nmos管mns5、nmos管mns6、nmos管mns7、nmos管mns8；

所述nmos管mns1的漏极与所述nmos管mns2的漏极连接后与所述连接节点a连接，所述nmos管mns1的源极与所述运算放大器电路的负相输入端连接，所述nmos管mns2的源极与所述运算放大器电路的正相输入端连接；所述nmos管mns3的漏极与所述nmos管mns4的漏极连接后与所述连接节点b连接，所述nmos管mns3的源极与所述运算放大器电路的负相输入端连接，所述nmos管mns4的源极与所述运算放大器电路的正相输入端连接；

所述nmos管mns5的漏极与所述nmos管mns6的漏极连接后与所述连接节点c连接，所述nmos管mns5的源极与所述运算放大器电路的正相输出端连接，所述nmos管mns6的源极与所述运算放大器电路的负相输出端连接；所述nmos管mns7的漏极与所述nmos管mns8的漏极连接后与所述连接节点d连接，所述nmos管mns7的源极与所述运算放大器电路的正相输出端连接，所述nmos管mns8的源极与所述运算放大器电路的负相输出端连接；

所述nmos管mns2、nmos管mns3、nmos管mns6、nmos管mns7的通断由加在栅极上的第一驱动控制信号s1控制，所述nmos管mns1、nmos管mns4、nmos管mns5、nmos管mns8的的通断由加在栅极上的第二驱动控制信号s2控制，所述第一驱动控制信号s1和第二驱动控制信号s2互为反相的信号。

优选地，所述耦合电容电路包括第一电容c1和第二电容c2；

所述第一电容c1连接在所述探头的正电极vinp与所述连接节点a之间，所述第二电容c2连接在所述探头的负电极vinn与所述连接节点b之间，所述第一电容c1和所述第二电容c2的阻值相等。

优选地，所述第一反馈电容阵列电路包括若干个反馈电容子电路，每一个所述反馈电容子电路均包括电容c3和两个相同的mos开关管，所述电容c3的一端经一个所述mos开关管与所述连接节点a连接，所述电容c3的另一端经另一个所述mos开关管与所述连接节点c连接，若干个所述反馈电容子电路之间并联连接；

所述第二反馈电容阵列电路包括若干个反馈电容子电路，每一个所述反馈电容子电路均包括电容c4和两个相同的mos开关管，所述电容c4的一端经一个所述mos开关管与所述连接节点b连接，所述电容c3的另一端经另一个所述mos开关管与所述连接节点d连接，所述第二反馈电容阵列电路的反馈电容子电路之间是并联连接；所述第一反馈电容阵列电路与所述第二反馈电容阵列电路的总容值相等；

通过控制所述反馈电容子电路的mos开关管的通断，调整所述第一反馈电容阵列电路与所述第二反馈电容阵列电路接入所述集成的微弱电信号滤波放大电路的总容值，进而调整所述集成的微弱电信号滤波放大电路的放大倍数。

优选地，所述运算放大器电路包括放大器主体电路和共模反馈环路；所述放大器主体电路包括pmos管pm1，pm2，pm3，pm5，pm6，pm7，pm8和nmos管nm1，nm2，mn3，nm4；

所述pmos管pm1，pm2，pm3的源极相连并连接到供电输入端vdd，所述pmos管pm1的栅极连接到第一偏置信号vp1，所述pmos管pm2的栅极连接到所述pmos管pm3的栅极并连接到第一偏置信号vp1，所述pmos管pm2的漏极与所述pmos管pm5的源极连接，所述pmos管pm3的漏极与所述pmos管pm6的源极连接，所述pmos管pm5的栅极与所述pmos管pm6的栅极连接并连接到第二偏置信号vp2，所述pmos管pm7的源极与所述pmos管pm8的源极相连并且连接到所述pmos管pm1的漏极，所述pmos管pm7的栅极为所述运算放大器电路的正相输入端vip，所述pmos管pm8的栅极为所述运算放大器电路的负相输入端vin；

所述nmos管nm1的漏极与所述pmos管pm5的漏极相连并作为所述运算放大器电路的负相输出端von，所述nmos管nm2的漏极与所述pmos管pm6的漏极相连并作为所述运算放大器电路的正相输出端vop，所述nmos管nm1的源极与所述nmos管nm3的漏极连接并连接到所述pmos管pm7的漏极，所述nmos管nm2的源极与所述nmos管nm4的漏极连接并连接到所述pmos管pm8的漏极，所述nmos管nm1的栅极连接到所述nmos管nm2的栅极并连接到第三偏置信号vn2，所述nmos管nm3的源极与所述nmos管nm4的源极相连并接地gnd，所述nmos管nm3的栅极连接到所述nmos管nm4的栅极并连接到第四偏置信号vn1；

所述共模反馈环路包括pmos管pm4，pm9，pm10和nmos管nm5，nm6以及两个阻值相等的电阻r3，r4；

所述pmos管pm4的源极与供电输入端vdd连接，所述pmos管pm4的栅极连接到第一偏置信号vp1，所述pmos管pm9的源极与所述pmos管pm10的源极相连并连接到所述pmos管pm4的漏极，所述pmos管pm9的栅极连接到输入参考电压vcm，所述pmos管pm9的漏极连接到所述nmos管nm5的漏极并连接到所述nmos管nm3的栅极与所述nmos管nm4的栅极的连接点，所述pmos管pm10的漏极连接到所述nmos管nm6的漏极，所述nmos管nm5的栅极连接到所述nmos管nm6的栅极并连接到所述nmos管nm6的漏极，所述nmos管nm5的源极与所述nmos管nm6的源极连接并接地gnd；

所述电阻r3的第一端与所述算放大器电路的正相输出端vop连接，所述电阻r4的第一端与所述运算放大器电路的负相输出端von连接，所述电阻r3的第二端与所述电阻r4的第二端相连并连接至所述pmos管pm10的栅极。

进一步地，本发明所述的集成的微弱电信号滤波放大电路，还包括：第一快速建立开关电路和第二快速建立开关电路；

所述第一快速建立开关电路一端连接至所述连接节点a，另一端连接至所述连接节点c；所述第二快速建立开关电路一端连接至所述连接节点b，另一端连接至所述连接节点d；所述第一快速建立开关电路和第二快速建立开关电路用于提升所述集成的微弱电信号滤波放大电路在所述探头接入和断开过程的响应速度。

优选地，所述第一快速建立开关电路和所述第二快速建立开关电路均为mos管开关电路；所述mos管均由施加在栅极上的控制信号s0控制，所述控制信号s0为高电平时，所述mos管开关电路导通，所述控制信号s0为低电平时，所述mos管开关电路截止。

优选地，所述滤波电路包括第一电阻r1、第二电阻r2，第五电容c5；

所述第一电阻r1的第一端连接到所述连接节点c，所述第一电阻r1的第二端作为所述集成的微弱电信号滤波放大电路的负输出端voutn，所述第二电阻r2的第一端连接到所述连接节点d，所述第二电阻的第二端作为所述集成的微弱电信号滤波放大电路的正输出端voutp，所述第五电容c5连接在所述第一电阻r1的第二端与所述第二电阻r2的第二端之间。

实施本发明的技术方案，具有以下有益效果：可以有效增强微弱电信号采集的信噪比和抗干扰能力，同时避免电极的直流失调和运动伪差导致的目标信号失真及失效问题。本发明电路同时具有可配置的高通截止频率、可调节的放大倍数和较低的电路噪声，进而提升整个信号采集系统集成度和精度。本发明的电路采用单运放结构，体积小功耗低，不需要外部离散无源器件，可以在标准cmos工艺下集成和实现。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是本发明的集成的微弱电信号滤波放大电路一实施例的结构示意图；

图2是本发明的集成的微弱电信号滤波放大电路另一实施例的结构示意图；

图3是本发明的集成的微弱电信号滤波放大电路一实施例的电路原理图；

图4是本发明的集成的微弱电信号滤波放大电路中偏压源的内部电路的电路原理图；

图5是本发明的集成的微弱电信号滤波放大电路中控制信号s0、第一驱动控制信号s1、第二驱动控制信号s2的时序图；

图6是本发明的集成的微弱电信号滤波放大电路中运算放大器电路的电路原理图。

具体实施方式

为了对本发明的技术特征、目的和效果有更加清楚的理解，现对照附图详细说明本发明的具体实施方式。

图1是本发明的集成的微弱电信号滤波放大电路一实施例的结构示意图；

如图1所示，本发明的集成的微弱电信号滤波放大电路包括：耦合电容电路10、第一斩波切换开关电路20、运算放大器电路30、第二斩波切换开关电路40、滤波电路50、第一直流反馈电路60、第二直流反馈电路70、第一反馈电容阵列电路80、第二反馈电容阵列电路90，其中，

耦合电容电路10输入端分别跟探头的正电极vinp和探头的负电极vinn连接；耦合电容电路10的第一输出端和第二输出端分别与第一斩波切换开关电路20的第一输入端和第二输入端连接；第一斩波切换开关电路20的第一输出端和第二输出端分别与运算放大器电路30的正相输入端和负相输入端连接，运算放大器电路30的负相输出端和正相输出端分别与第二斩波切换开关电路40的第一输入端和第二输入端连接；第二斩波切换开关电路40的第一输出端和第二输出端分别与滤波电路50的第一输入端和第二输入端连接；滤波电路50的第一输出端作为集成的微弱电信号滤波放大电路的负输出端voutn，滤波电路50的第二输出端作为集成的微弱电信号滤波放大电路的正输出端voutp；

第一直流反馈电路60与第一反馈电容阵列电路80并联连接后一并联端连接至耦合电容电路10的第一输出端与第一斩波切换开关电路20的第一输入端的连接节点a，另一并联端连接至第二斩波切换开关电路40的第一输出端与滤波电路50的第一输入端的连接节点c；

第二直流反馈电路70与第二反馈电容阵列电路90并联连接后一并联端连接至耦合电容电路10的第二输出端与第一斩波切换开关电路20的第二输入端的连接节点b，另一并联端连接至第二斩波切换开关电路40的第二输出端与滤波电路50的第二输入端的连接节点d；

耦合电容电路10用于隔离探头输入的直流电压；第一斩波切换开关电路20与第二斩波切换开关电路40通过周期性地进行两相状态切换将运算放大器电路30自身的直流失调电压和元器件噪声调制到预设频段之外；第一反馈电容阵列电路80和第二反馈电容阵列电路90为交流信号提供反馈路径；第一直流反馈电路60和第二直流反馈电路为直流信号提供反馈路径；滤波电路50用于将调制到预设频段之外的直流失调电压和元器件噪声滤除掉。

该集成的微弱电信号滤波放大电路的工作原理为：分别将采集微弱电信号(例如：生物电信号)的两个正负电极探头连接至该电路的正负输入端，从电极输入的正负微弱生物电信号分别通过第一直流反馈电路60、第一反馈电容阵列电路80以及运算放大器电路30实现反馈放大，然后分别通过第二直流反馈电路70、第二反馈电容阵列电路90实现低截止频率的高通滤波，同时第一斩波切换开关电路20和第二斩波切换开关电路40将电路元器件自身的噪声和元器件失配引起的失调电压调制到预设频段之外，最后滤波电路50将调制到预设频段之外的直流失调电压和元器件噪声滤除掉，最终采集得到精确的微弱生物电信号。

下面通过与几种现有的微弱生物电信号采集方案进行比较以说明本发明技术方案的优点：

第一种方案：使用模拟滤波的方式，通过采用离散元器件实现低频率的高通滤波电路。在一些集成的微弱电信号放大器中，一般在输入端使用外置的大电容或大的电阻元件来满足高通滤波的要求，从而滤除电极失调电压和抑制运动伪差。

第二种方案：通过在运算放大器的反馈环路中采用二极管连接的mos反馈电阻，用来构成大的等效阻抗，从而实现低频率的高通滤波电路。

第三种方案：在模拟前端选用了低的放大倍数以防止电极失调导致信号放大后出现饱和失真，然后依靠超高分辨率的adc保证大动态范围的转换精度，从而保证后续数字处理的数据精度。

第四种方案：通过数字滤波的方式消除电极失调电压和抑制运动伪差。

上述四种微弱生物电信号采集方案存在以下缺陷：

上述第一种方案中，由于生物电信号所关注的频率成分往往低达千分之几hz，需要在保留有效信号的同时滤除电极的直流失调和运动伪差，这就要求高通滤波器的截止频率低于千分之几hz。截止频率如此低的高通滤波器，需要大容值的电容或者大阻值的电阻。这不利于方案的全集成，通常需要外挂电容或者电阻。由于多通道采集的情况下，高通滤波器是无法复用的，一路通道需要独立的一个高通滤波器，这就导致需要外挂大量的电容或者电阻，该方案的成本和体积都不方便控制。

上述第二种方案中，在反馈环路采用二极管连接的mos反馈电阻，尽管容易实现芯片集成和低的截止频率。但是最大的缺点就是由于mos反馈电阻两端的电压波动较大，其电阻阻值变化较大从而产生较大的信号失真。

上述第三种方案中，尽管放大器的倍数设置较小可以一定程度上缓解由于失调电压的影响而导致放大器饱和失真，但是由于增益较小，放大器本身的噪声同样会影响信号采集精度。同时低的放大倍数一般不足以实现信号较高的信噪比。再次需要超高分辨率的adc必然会导致设计难度的加大以及方案成本的提升。

上述第四种方案中，通过引入数字算法电路进行失调电压消除，电路规模较大通常会使系统设计变得更加复杂，导致硅片成本较高而且数字电路的集成会引入额外的电路噪声。

因此，本发明的技术方案具有以下优点：本发明方案不需要外部离散器件即可实现高通截止，不仅能实现芯片集成和低的截止频率，还能有效消除电极的直流失调而不引起目标信号的失真，并能够一定程度地抑制运动伪差，本发明的电路设计简易、更易集成、体积更小、成本更低、功耗更小。

图2是本发明的集成的微弱电信号滤波放大电路另一实施例的结构示意图；

如图2所示，该实施例的集成的微弱电信号滤波放大电路是在图1实施例的基础上还包括：第一快速建立开关电路100和第二快速建立开关电路110；

第一快速建立开关电路100一端连接至连接节点a，另一端连接至连接节点c；第二快速建立开关电路110一端连接至连接节点b，另一端连接至连接节点d；第一快速建立开关电路100和第二快速建立开关电路110用于提升集成的微弱电信号滤波放大电路在探头接入和断开过程的响应速度。

本发明集成的微弱电信号放大电路这种低频放大滤波电路在实际应用中，由于超低截止频率很低，当输入断开又重新接上时，响应很慢(反馈环路高阻抗节点导致电路响应时间较慢)，也就是输出稳定要很长时间。因此引入了快速建立开关电路使放大电路在启动工作初期进行短暂时间的短接，使得节点a和节点b或节点c和节点d的电压能够快速建立在工作点附近，然后快速建立开关电路断开，放大电路便进入正常工作状态，提升电路在电极接入和断开过程的响应速度。

图3是本发明的集成的微弱电信号滤波放大电路一实施例的电路原理图；如图3所示，第一直流反馈电路60包括：第一pmos管m1、第二pmos管m2、第一偏压源u1、第二偏压源u2；第二直流反馈电路70包括：第三pmos管m3、第四pmos管m4、第三偏压源u3、第四偏压源u4；

第一pmos管m1的源极与连接节点a连接，第一pmos管m1的漏极与第二pmos管m2的漏极连接，第一pmos管m1的栅极经第一偏压源u1与第二pmos管的源极连接，第二pmos管m2的栅极经第二偏压源u2连接到输出共模参考电压vcm，第二pmos管m2的源极与连接节点c连接；

第三pmos管m3的源极与连接节点b连接，第三pmos管m3的漏极与第四pmos管m4的漏极连接，第三pmos管m3的栅极经第三偏压源u3与第四pmos管的源极连接，第四pmos管m4的栅极经第四偏压源u4连接到输出共模参考电压vcm，第四pmos管m4的源极与连接节点d连接；

通过调整第一偏压源u1、第二偏压源u2、第三偏压源u3、第四偏压源u4输出的偏置电压值，使第一pmos管m1、第二pmos管m2、第三pmos管m3、第四pmos管m4工作在不同程度的弱反型态以获取不同的大电阻值。

第一直流反馈电路60和第二直流反馈电路70的mos反馈电阻分别由两个pmos管接成交叉耦合背靠背的方式实现。由于电路稳定工作时，连接节点a和连接节点b的电压等于运放的输出共模参考电压vcm，而连接节点a和连接节点b属于高阻抗节点，无驱动能力，故产生栅极偏压时可用运放的输出共模参考电压vcm等效节点a和节点b的电压，即第二pmos管m2的栅极经第二偏压源u2可以直接连接到连接节点a，第四pmos管m4的栅极经第四偏压源u4可以直接连接到连接节点b。

第一直流反馈电路60和第二直流反馈电路70除上述电路结构形式外，mos反馈电阻也可以使用多个级联串接的形式，同时不局限于mos管类型。

由于不同的生物电信号，所关注的频率成分往往不一样，滤波频率可配置能够满足不同的应用需求。因此，本发明的第一直流反馈电路60和第二直流反馈电路70，采用mos管充当直流反馈电阻，通过调整mos管的栅极偏压配置反馈电阻的阻值，从而满足不同截止频率高通滤波的要求。mos反馈电阻采用交叉耦合结构，提高反馈电阻的线性度，并通过电流控制栅极偏压，降低反馈电阻阻值随工艺变化的敏感度。

通过调整连接在mos管栅极的偏压源的电压，使得管子栅极电压与运算放大器输出共模电压之间形成一定的差值，mos管工作在弱反型态，从而获得所需要的电阻阻值，进而实现可调的高通截止频率。

具体的，本发明的集成的微弱电信号滤波放大电路的高通截止频率为：

其中rf为第一直流反馈电路60或第二直流反馈电路70的mos反馈电阻的等效阻值，c为第一反馈电容阵列电路80或第二反馈电容阵列电路90的电容总值。可以理解，第一反馈电容阵列电路80或第二反馈电容阵列电路90的总容值相等，第一直流反馈电路60或第二直流反馈电路70的mos反馈电阻的等效阻值相等。

进一步地，第一偏压源u1、第二偏压源u2、第三偏压源u3、第四偏压源u4均为相同的偏压源。

图4是本发明的集成的微弱电信号滤波放大电路中偏压源的内部电路的电路原理图。

如图4所示，偏压源的内部电路包括：第五pmos管m5、nmos管阵列mx1-mxn、nmos管阵列驱动电路；

nmos管阵列mx1-mxn由多个nmos管并联组成，第五pmos管m5的漏极与nmos管阵列mx1-mxn的漏极并联节点连接，第五pmos管m5的栅极和漏极短接，nmos管阵列mx1-mxn的源极并联节点接地gnd；

nmos管阵列驱动电路包括多个子驱动电路，每一个子驱电路包括：nmos管ms1、nmos管mr1、nmos管mn1、pmos管mp1；nmos管ms1的漏极与电压输入端vbias连接，nmos管ms1的源极与nmos管mr1的漏极连接，pmos管mp1的源极接vdd，pmos管mp1漏极与nmos管mn1的漏极连接，nmos管mn1的源极接地，nmos管mr1的栅极连接pmos管mp1漏极与nmos管mn1的漏极的连接点，nmos管ms1、pmos管mp1、nmos管mn1的栅极与选择信号输入端sel1连接，nmos管ms1的源极与nmos管mr1的漏极连接点为子驱动电路的驱动信号输出端vb1，多个子驱动电路的驱动信号输出端vb1-vbn分别与nmos管阵列mx1-mxn的栅极对应连接；

通过多个子驱动电路的选择信号输入端调整流过第五pmos管m5的电流值以产生不同的偏置电压值，从而实现调整mos反馈电阻的阻值，满足不同高通滤波截止频率的配置要求。

下面以第一pmos管m1的栅极偏压v1为例，介绍栅极偏压的产生原理。流过第五pmos管m5的电流i由栅极分别连接vbn-vb1的nmos管阵列mxn-mx1产生。vbn-vb1分别由选择控制信号seln-sel1决定接电压输入端vbias或者gnd。当选择控制信号seln为高电平时，相应的开关管msn导通，开关管mrn关闭，vbn接vbias，对应的nmos管mxn等效于一个子电流源in；当seln为低电平时，开关管msn关闭，开关管mrn导通，vbn接gnd，对应的nmos管mxn工作在截止态，该管产生的电流为0。流过第五pmos管m5的电流i为nmos管阵列mxn-mx1产生的电流之和，即当选择控制信号seln-sel1中有多个信号为高电平时，nmos管阵列mx1-mxn中相应的多个nmos管就会导通，因此此时流过第五pmos管m5的电流i即为这几个相应导通的nmos管产生的电流之和，例如nmos管阵列mx1-mxn中的nmos管mxn1、mxn2、mxn3导通，且分别流过nmos管mxn1、mxn2、mxn3的电流为i1、i2、i3，那么此时流过第五pmos管m5的电流i＝i1+i2+i3。电流i流过栅极和漏极短接的m5，得到偏置电压v1。

当电流i较小时，m5工作在亚阈值区，偏置电压v1加在第一pmos管m1的栅极时，第一pmos管m1也工作在亚阈值区。由mos管的电流公式可以得到：

其中vc为连接节点c的电压，v1为加在mos管m1上的偏置电压v1，un为硅片的载流子迁移率，cox为单位面积的栅电容，vth为mos管m5的阈值电压，为mos管m5的氧化层宽长比。进而可以推导得到：

从而得到偏置电压v1。

mos管m1的沟道虚阻抗可以等效为：

其中，为mos管m1的氧化层宽长比。由公式可以知道，阻抗跟mos管的阈值电压无关，因此对工艺和温度波动的敏感度会降低。

进一步地，第一斩波切换开关电路20包括nmos管mns1、nmos管mns2、nmos管mns3、nmos管mns4；

第二斩波切换开关电路40包括nmos管mns5、nmos管mns6、nmos管mns7、nmos管mns8；

nmos管mns1的漏极与nmos管mns2的漏极连接后与连接节点a连接，nmos管mns1的源极与运算放大器电路30的负相输入端连接，nmos管mns2的源极与运算放大器电路30的正相输入端连接；nmos管mns3的漏极与nmos管mns4的漏极连接后与连接节点b连接，nmos管mns3的源极与运算放大器电路30的负相输入端连接，nmos管mns4的源极与运算放大器电路30的正相输入端连接；

nmos管mns5的漏极与nmos管mns6的漏极连接后与连接节点c连接，nmos管mns5的源极与运算放大器电路30的正相输出端连接，nmos管mns6的源极与运算放大器电路30的负相输出端连接；nmos管mns7的漏极与nmos管mns8的漏极连接后与连接节点d连接，nmos管mns7的源极与运算放大器电路30的正相输出端连接，nmos管mns8的源极与运算放大器电路30的负相输出端连接；

nmos管mns2、nmos管mns3、nmos管mns6、nmos管mns7的通断由加在栅极上的第一驱动控制信号s1控制，nmos管mns1、nmos管mns4、nmos管mns5、nmos管mns8的通断由加在栅极上的第二驱动控制信号s2控制，第一驱动控制信号s1和第二驱动控制信号s2互为反相的信号。具体的，第一驱动控制信号s1和第二驱动控制信号s2时序波形如图5所示。

本发明的集成的微弱电信号滤波放大电路工作在正常工作状态时，此时互为反相的控制信号s1和s2周期性翻转，使得运算放大器电路30的两个输入端和两个输出端周期性地斩波切换，把运算放大器电路30自身的电压失调和元器件引入的低频噪声调制到高频。

进一步的，耦合电容电路10包括第一电容c1和第二电容c2；

第一电容c1连接在探头的正电极vinp与连接节点a之间，第二电容c2连接在探头的负电极vinn与连接节点b之间，第一电容c1和第二电容c2的阻值相等。耦合电容电路10不仅用于隔离电极探头输入的直流电压，还是实现本发明电路的放大倍数的一部分。

进一步地，第一反馈电容阵列电路80包括若干个反馈电容子电路，每一个反馈电容子电路均包括电容c3和两个相同的mos开关管，电容c3的一端经一个mos开关管与连接节点a连接，电容c3的另一端经另一个mos开关管与连接节点c连接，若干个反馈电容子电路之间并联连接；

第二反馈电容阵列电路90包括若干个反馈电容子电路，每一个反馈电容子电路均包括电容c4和两个相同的mos开关管，电容c4的一端经一个mos开关管与连接节点b连接，电容c3的另一端经另一个mos开关管与连接节点d连接，第二反馈电容阵列电路90的反馈电容子电路之间是并联连接；第一反馈电容阵列电路80与第二反馈电容阵列电路90的总容值相等；

通过控制反馈电容子电路的mos开关管的通断，调整第一反馈电容阵列电路80与第二反馈电容阵列电路90接入集成的微弱电信号滤波放大电路的总容值，进而调整集成的微弱电信号滤波放大电路的放大倍数。

具体的，假设第一反馈电容阵列电路80包括反馈电容阵列c3a-c3x，第二反馈电容阵列电路90包括反馈电容阵列c4a-c4x，通过调节反馈电容阵列c3a-c3x和c4a-c4x的阻值与第一电容c1的比例，实现可调的放大倍数。例如反馈电容阵列c3a-c3x的电容总值和反馈电容阵列c4a-c4x的电容总值都为c时，则交流信号放大倍数当c1＝c时，放大倍数cv＝1。

进一步地，第一快速建立开关电路100和第二快速建立开关电路110均为mos管开关电路；mos管均由施加在栅极上的控制信号s0控制，控制信号s0为高电平时，mos管开关电路导通，控制信号s0为低电平时，mos管开关电路截止。控制信号s0的时序波形如图5所示。

进一步地，滤波电路50包括第一电阻r1、第二电阻r2，第五电容c5；

第一电阻r1的第一端连接到连接节点c，第一电阻r1的第二端作为集成的微弱电信号滤波放大电路的负输出端voutn，第二电阻r2的第一端连接到连接节点d，第二电阻的第二端作为集成的微弱电信号滤波放大电路的正输出端voutp，第五电容c5连接在第一电阻r1的第二端与第二电阻r2的第二端之间。

滤波电路50实现低通滤波，把第一斩波切换开关电路20和第二斩波切换开关电路40调制到高频的失调电压和噪声滤除掉，该低通滤波的截止频率低于斩波频率的十分之一。

图6是本发明的集成的微弱电信号滤波放大电路中运算放大器电路的电路原理图。

如图6所示，运算放大器电路30包括放大器主体电路和共模反馈环路；放大器主体电路包括pmos管pm1，pm2，pm3，pm5，pm6，pm7，pm8和nmos管nm1，nm2，mn3，nm4；

pmos管pm1，pm2，pm3的源极相连并连接到供电输入端vdd，pmos管pm1的栅极连接到第一偏置信号vp1，pmos管pm2的栅极连接到pmos管pm3的栅极并连接到第一偏置信号vp1，pmos管pm2的漏极与pmos管pm5的源极连接，pmos管pm3的漏极与pmos管pm6的源极连接，pmos管pm5的栅极与pmos管pm6的栅极连接并连接到第二偏置信号vp2，pmos管pm7的源极与pmos管pm8的源极相连并且连接到pmos管pm1的漏极，pmos管pm7的栅极为运算放大器电路30的正相输入端vip，pmos管pm8的栅极为运算放大器电路30的负相输入端vin；

nmos管nm1的漏极与pmos管pm5的漏极相连并作为运算放大器电路30的负相输出端von，nmos管nm2的漏极与pmos管pm6的漏极相连并作为运算放大器电路30的正相输出端vop，nmos管nm1的源极与nmos管nm3的漏极连接并连接到pmos管pm7的漏极，nmos管nm2的源极与nmos管nm4的漏极连接并连接到pmos管pm8的漏极，nmos管nm1的栅极连接到nmos管nm2的栅极并连接到第三偏置信号vn2，nmos管nm3的源极与nmos管nm4的源极相连并接地gnd，nmos管nm3的栅极连接到nmos管nm4的栅极并连接到第四偏置信号vn1；

共模反馈环路包括pmos管pm4，pm9，pm10和nmos管nm5，nm6以及两个阻值相等的电阻r3，r4；

pmos管pm4的源极与供电输入端vdd连接，pmos管pm4的栅极连接到第一偏置信号vp1，pmos管pm9的源极与pmos管pm10的源极相连并连接到pmos管pm4的漏极，pmos管pm9的栅极连接到输入参考电压vcm，pmos管pm9的漏极连接到nmos管nm5的漏极并连接到nmos管nm3的栅极与nmos管nm4的栅极的连接点，pmos管pm10的漏极连接到nmos管nm6的漏极，nmos管nm5的栅极连接到nmos管nm6的栅极并连接到nmos管nm6的漏极，nmos管nm5的源极与nmos管nm6的源极连接并接地gnd；

电阻r3的第一端与算放大器电路30的正相输出端vop连接，电阻r4的第一端与运算放大器电路30的负相输出端von连接，电阻r3的第二端与电阻r4的第二端相连并连接至pmos管pm10的栅极。

阻值相等的两个电阻r3和r4，用于采集运算放大器电路(30)的输出共模电压vcmo，通过共模反馈环路使得该共模电压跟输入参考电压vcm保持一致。

上述的运算放大器电路30的结构为全差分的折叠式共源共栅结构，当然运算放大器电路30页可以更换成其他变形形式，如采用nmos管作为输入对管，或者使用其他形式的差分结构，同样属于本发明提出的电路设计思想。

本发明集成的微弱电信号滤波放大电路，利用集成的mos反馈电阻和电容实现低频高通特性实现失调消除和运动伪差抑制，同时通过斩波切换调制实现电路低噪声性能，通过快速建立开关电路提升电路的低频响应速度，高通和放大增益配置分别通过调节mos管栅极偏压和反馈电容阵列实现。因此，本发明集成的微弱电信号滤波放大电路具有低频率的高通滤波特性，并可以解决低频高通电路响应速度慢和信号拖尾现象。并具有高通截止频率和放大倍数可配置特性，同时电路具有较好线性性能、较低的功耗和低的噪声性能。且单运放结构，易于在标准cmos工艺下集成和实现、所占芯片面积小，成本低，容易在信号传感采集系统芯片中嵌入。

进一步需要说明的是，本发明虽然是以生物电信号采集为设计背景，但是本发明电路结构并不仅仅局限于生物电信号采集领域。其设计方法和电路结构同样可以应用到其他微弱电信号的传感电路和信号采集系统中。

本发明是通过具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换和等同替代。另外，针对特定情形或具体情况，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。