一种耐温漂的频稳脉冲发生电子芯片和电压调节芯片的制作方法

本发明属于电子与汽车控制技术领域，尤其涉及一种耐温漂的频稳脉冲发生电子芯片和电压调节芯片。

背景技术：

常见的多种电子电路中，经常要用到脉冲发生器，其频率往往受到温度等因素影响，实测表明一般的晶体管振荡电路频率稳定性较差，如常见的双管多谐振荡器电路再0～125℃变化范围的频率变化4～10倍，而专用的稳定频率输出的芯片少之又少，即使有也是价格很高或者普适性较差，难与多种电路配合使用。另外，常规晶体管振荡电路还存在输出波形往往存在圆角部分的问题，使其应用范围很有限。

在常见的晶体管振荡电路中，如图1所示，两只三极管q01、q02及r01～r04、c01、c02组成多谐振荡器，q01或q02集电极输出波形如图2所示，可见存在圆角部分，波形不规整，很多场合不能符合设计要求，占空比稳定输出也难以达到5％以下或高于95％以上的范围，因此这种振荡器应用受到很大限制。

技术实现要素：

本发明是设计并测试了两类电路，一类是两种脉冲发生器芯片，另一类是采用该脉冲发生器芯片进行置位触发的发电机电压调节器。

本发明的技术方案是：

依据本发明第一方面，提供了一种耐温漂的频稳脉冲发生电子芯片，其特殊之处在于，

所述芯片包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第一电容器、第二电容器、第一偏流电阻和第二偏置电阻，

所述第一晶体管与第二晶体管作为极性互补的对管构成第一臂，

所述第三晶体管与第四晶体管作为极性互补的对管构成第二臂，

所述第一臂与所述第二臂被配置为如下连接关系：

所述第一晶体管的集电极与所述第二晶体管的集电极连接作为所述第一臂的输出端，

所述第三晶体管的集电极与所述第四晶体管的集电极连接作为所述第二臂的输出端，

所述第一晶体管的基极与所述第二晶体管的基极之间串接有第一偏流电阻，

所述第三晶体管的基极与所述第四晶体管的基极之间串接有第二偏流电阻，

所述第一晶体管的发射极与所述第三晶体管的发射极连接作为电源供电端之一，

所述第二晶体管的发射极与所述第四晶体管的发射极连接作为电源供电端之二，

所述第二臂的输出端与所述第一晶体管基极之间连接有所述第一电容器，

所述第一臂的输出端与所述第四晶体管基极之间连接有所述第二电容器，

在所述电源供电端之一和电源供电端之二接通电源时，利用所述对管参数一致性使所述第一臂输出端及所述第二臂输出端的温度漂移相抵消，

在所述第一臂输出端输出频率稳定耐温漂的第一极性窄脉冲，在所述第二臂输出端输出频率稳定耐温漂的第二极性窄脉冲，且所述第一极性窄脉冲与所述第二极性窄脉冲的极性相反。

依据本发明第二方面，提供了一种耐温漂的频稳脉冲发生电子芯片，其特殊之处在于，所述芯片包括第一晶体管、第二晶体管、第三晶体管、第四晶体管、第一电容器、第二电容器、电阻r1、电阻r2和电阻r3，

所述第一晶体管与第二晶体管作为极性互补的对管构成第一臂，

所述第三晶体管与第四晶体管作为极性互补的对管构成第二臂，

所述第一臂与所述第二臂被配置为如下连接关系：

所述第一晶体管的集电极与所述第二晶体管的集电极连接作为所述第一臂的输出端，

所述第三晶体管的集电极与所述第四晶体管的集电极连接作为所述第二臂的输出端，

所述电阻r1的一端与电阻r2的一端连接且两只电阻的连接点为m，所述电阻r1的另一端连接所述第一晶体管的基极，所述电阻r2的另一端连接所述第二晶体管的基极，

所述第三晶体管的基极与所述第四晶体管的基极之间串接有电阻r3，

所述第一晶体管的发射极与所述第三晶体管的发射极连接作为电源供电端之一，

所述第二晶体管的发射极与所述第四晶体管的发射极连接作为电源供电端之二，

所述第二臂的输出端与所述连接点m之间连接有所述第一电容器，

所述第一臂的输出端与所述第四晶体管基极之间连接有所述第二电容器，

在所述电源供电端之一和电源供电端之二接通电源时，利用所述对管参数一致性使所述第一臂输出端及所述第二臂输出端的温度漂移相抵消，

在所述第一臂输出端输出频率稳定耐温漂且边沿陡峭的第一极性脉冲，在所述第二臂输出端输出频率稳定耐温漂且边沿陡峭的第二极性脉冲，且所述第一极性脉冲与所述第二极性脉冲的极性相反。

依据本发明第三方面，提供了一种电压调节芯片，其特殊之处在于，所述芯片包括本发明第一方面所述的耐温漂的频稳脉冲发生电子芯片，还包括采样单元、阈值单元、比较单元、触发单元和功率单元，

所述采样单元和阈值单元连接所述比较单元，用于将所述采样单元的输出信号和阈值单元所确定的基准电压在所述比较单元进行比较，所述触发单元为一双稳态触发器，

所述比较单元的输出端连接触发单元，所述触发单元的输出端连接功率单元的输入端，所述功率单元的输出端用于控制发电机励磁绕组电流，所述耐温漂的频稳脉冲发生电子芯片的窄脉冲输出端连接所述触发单元，每一次窄脉冲到来时都会触发所述触发单元置位并输出第一电压，所述第一电压控制所述功率单元导通而接通励磁电流；当采样单元的输出信号电压大于所述基准电压时，所述比较单元输出输出一个电压信号触发所述触发单元翻转复位并输出第二电压，所述第二电压控制所述功率单元截止而切断励磁电流。

进一步的，还提供了一种电压调节芯片，包括本发明第三方面所述的电压调节芯片，其特殊之处在于，还包括续流单元，所述续流单元连接所述励磁控制端和所述电压调节芯片的电源正极，

当电压调节芯片为控制励磁绕组负极的a电路时，在电源正极与电压调节器异常断开时，即在电压调节芯片的负极连接电源负极，芯片输出端连接发电机励磁绕组一端、在芯片电源正极断开情况下，相当于采样单元失去采样信号、续流回路也被断开，此时电路由励磁绕组内馈电流经续流单元为电压调节芯片异常供电，振荡电路工作并输出窄脉冲正常触发触发电路使功率管导通，但导通后励磁控制端电压降低至功率饱和压降，振荡电路失去供电电压而停振，功率管也因触发单元停止工作而失去栅极控制电压变为截止，使励磁绕组控制端过来的电流又经过续流单元激发振荡电路起振，窄脉冲得以恢复，功率管又被触发导通，以上过程周而复始循环往复，功率管仅仅在振荡电路异常供电时产生的窄脉冲下短暂导通，使电压调节芯片在发电机运转或未运转状态下丢失正极采样信号仍旧保持不受损坏、且此时即使在励磁控制端强行接上电源正极进行短路操作，功率单元仅仅由第一极性或第二极性的窄脉冲中的有效窄脉冲进行控制而短暂导通，即在电压调节芯片正常连接电源的负极时，错将电源正极连接励磁控制端时，电压调节芯片仍旧开启窄脉冲过流保护功能而不受损坏。

对于另一种极性的电压调节器来说，当电压调节芯片为控制励磁绕组正极的b电路时，续流单元连接励磁控制端和电压调节芯片的电源负极，令电压调节芯片输出端连接发电机励磁绕组一端、电压调节芯片连接电源的正极，在电源负极异常断开情况下，相当于采样单元失去采样信号，此时电路由励磁绕组内馈电流经续流单元为电压调节芯片供电，使电压调节芯片在发电机发电或未发电状态下丢失负极采样信号仍旧保持不受损坏、且此时即使在励磁控制端强行接上电源负极进行短路操作，功率单元仅仅由第一极性或第二极性的窄脉冲中的有效窄脉冲进行控制而短暂导通，功率单元不会损坏；即在电压调节芯片正常连接电源的正极时，错将电源负极连接励磁控制端时，电压调节芯片开启窄脉冲过流保护功能而不受损坏。

本发明的有益效果是：①采用对称结构抑制温漂，芯片输出的脉冲频率随温度变化的范围很小，测试表明，以本发明技术采用常规元件组成的振荡电路芯片，电路工作在0～180℃较大温变范围中，频率变化范围仅在10％。②输出波形边角整齐。③电路结构简单、晶圆面积小、降低成本、④本发明以简单晶体管结构芯片，如采用2n5552和5401这样耐压较高的晶体管，组成高耐压振荡芯片，工作可靠性增强、适应范围很广。⑤正负脉冲对称双极型输出、三角波双极型输出，普适性强。

附图说明

图1是常规晶体管振荡电路结构示意图，

图2是常规晶体管振荡电路输出的含有圆角的不良波形示意图，

图3是本发明实施方式提供的一种耐温漂的频稳脉冲发生电子芯片电路结构示意图，

图4是图3所示实施例输出波形示意图，

图5是本发明实施方式提供的另一种耐温漂的频稳脉冲发生电子芯片电路结构示意图，

图6是图5所示实施例输出波形示意图，

图7是本发明实施方式提供的一种电压调节芯片电路结构基本框图，

图8是本发明实施方式提供的一种电压调节芯片电路结构示意图，

图9是图8所示实施例在电源正极异常断开时电路窄脉冲触发电路保护原理示意图。

具体实施方式

本发明实施方式提供了同一发明思路下的两种耐温漂的频稳脉冲发生电子芯片，以及该类脉冲发生芯片作为置位触发电路的电压调节器芯片电路结构，提高了频率-温升特性，下面结合具体实施例对本发明技术方案进行描述。

第一方面，提供了一种耐温漂的频稳脉冲发生电子芯片。

实施例1

如图3所示，该芯片包括第一晶体管q1、第二晶体管q2、第三晶体管q3、第四晶体管q4、第一电容器c1、第二电容器c2、第一偏流电阻r1和第二偏置电阻r2，

第一晶体管与第二晶体管作为极性互补的对管，在直流通路看来，两晶体管结构构成第一臂，

第三晶体管与第四晶体管也作为极性互补的对管，同样，在直流通路看来两晶体管结构构成第二臂，

第一臂与第二臂被配置为如下连接关系：

第一晶体管的集电极与第二晶体管的集电极连接作为第一臂的输出端，

第三晶体管的集电极与第四晶体管的集电极连接作为第二臂的输出端，

第一晶体管的基极与第二晶体管的基极之间串接有第一偏流电阻r1，

第三晶体管的基极与第四晶体管的基极之间串接有第二偏流电阻r2，

第一晶体管的发射极与第三晶体管的发射极连接作为电源供电端之一，

第二晶体管的发射极与第四晶体管的发射极连接作为电源供电端之二，

第二臂的输出端与第一晶体管基极之间连接有第一电容器c1，

第一臂的输出端与第四晶体管基极之间连接有第二电容器c2，

在电源供电端之一和电源供电端之二接通电源时，在本实施例看来，电源供电端之一接电源正极u+、电源供电端之二接电源负极u-。

该电路的振荡原理如下：

①直流回路：

第一臂电源正极→q1发射极e→q1基极b→r1→q2基极b→q2发射极e→电源负极，

第二臂电源正极→q3发射极e→q3基极b→r2→q4基极b→q4发射极e→电源负极，

可见，q1、q2的基极电流相等，即ib1＝ib2；q3、q4的基极电流相等，即ib3＝ib4，在q1、q2直流放大倍数β1＝β2时，集电极电流相等，即ic1＝ic2、ic3＝ic4，理想状态下：第一臂的输出端电压为电源电压一半、第二臂的输出端电压也是电源电压一半。若r1＝r2，则ib1＝ib2＝ib3＝ib4，ic1＝ic2＝ic3＝ic4；q1基极电压ub1比电源正极u+仅低约0.6v，而第二臂输出端电压＝1u+/2，因此ub1＞1u+/2，同理ub4＜1u+/2。

②交流回路和窄脉冲原理：

在上述直流通路前提下，两只电容c1、c2分别耦合了q1基极与第二臂输出端、q4基极与第一臂输出端，c1两端连接的直流电压为ub1和1u+/2，c2两端连接的直流电压为ub4和1u+/2，因电容两端电压不能突变，因此在接通电源时，c1、c2均被充电，因电路元件之间虽标称对称相等，但离散型使得参数不可能绝对相等，所以c1、c2充电速度会有差异，设c1充电速度大于c2，则此微小差异ib1＞ib3导致ic1＞ic3，使第一臂输出端电压＞第二臂输出端电压，进一步通过r1使q2基极电流减小、通过r2使q3基极电流减小，再通过c2使q3基极电流减小、q4基极电流增大，如此强化循环，最终使得q1、q4饱和导通，q2、q3截止，c1充电电流达最大值、c2基本未充电，而后随着c1充电电流减小，ib1随之减小，c1开始放电，c2开始充电，最后达到与上述相反的状态，q2、q4截止，q2、q3饱和导通，因c1充电路径为u+→q1e→q1b→c1→q4c→q4e→u-，因c1放电路径为u+→q3e→q3c→c1→r11→q2b→q2e→u-，所以放电时间远大于充电时间，因此q1集电极输出的是正的窄脉冲，如图4上部所示。

③温漂抵消原理：

在纵向看来，利用对管参数一致性使第一臂输出端及第二臂输出端的温度漂移相抵消，即随温度变化，q1与q2发射结载流子温漂导致的导通阈值变化相抵消、q3与q4发射结载流子温漂导致的导通阈值变化相抵消，q1与q2载流子温漂导致的放大区或饱和区的uce(集电极与发射极压降)变化相抵消、q3与q4载流子温漂导致的放大区或饱和区的uce(集电极与发射极压降)变化相抵消，这样q1与q2集电极连接点的直流工作点温漂特性相抵消、q3与q4集电极连接点的直流工作点温漂特性相抵消，此为静态直流通路。

在横向看来，晶体管q2与q4温度特性一致相抵消、晶体管q1与q3温度特性一致相抵消，横向的相互影响在于：q1与q2集电极连接点通过c2作用于q4基极和r2，实现对电容c2的充放电，此为交流通路，同样的，q3与q4集电极连接点通过c1作用于q1基极和r1，实现对电容c1的充放电，亦为动态交流通路，可见，无论直流通路还是交流通路，无论是静态还是动态，温漂特性均被纵横两个方向的特定结构相抵消。

在第一臂输出端输出频率稳定耐温漂的第一极性窄脉冲，如图4上部的是正窄脉冲；在第二臂输出端输出频率稳定耐温漂的第二极性窄脉冲，如图4下部的是负窄脉冲；可见第一极性窄脉冲与第二极性窄脉冲的极性相反。由于存在强烈双重正反馈，使电路极速翻转，波形边沿垂直、方角分明、波形规整、没有圆角化，加之频率稳定性好，应用前景十分广泛。

很多振荡器的占空比范围是很有限的，一般难以做到占空比低于1％或高于99％，即使在1％或99％附近区域，振荡器工作很不稳定，受到电源电压偏低或者信号干扰容易停振，可靠性较差。而本实施例的振荡电路基于基本晶体管结构、采用正反馈机制、即使在小于1v超低电压下也可正常起振，且振荡输出占空比轻易做到小于0.5％、占空比稳定，特别是振荡频率耐温漂特性优良，这是常规振荡器所不能实现的。对于采用晶振的振荡电路来说，其稳定性较高，但晶振不能适应高温环境、不能成受较大机械振动、不能直接实现低频振荡(如数百赫兹～数赫兹的频率，需要分频才能获得低频率)、电路复杂。而常规晶体管振荡电路发出的脉冲多为由于电容器导致波形存在圆角化，如图2所示；还存在随温度升高晶体管pn结温漂导致的振荡频率大幅度温漂问题。本实施例所描述的技术方案克服了这些问题。

第二方面，提供了另一种耐温漂的频稳脉冲发生电子芯片。

实施例2

如图5所示，该芯片包括第一晶体管q1、第二晶体管q2、第三晶体管q3、第四晶体管q4、第一电容器c1、第二电容器c2、电阻r1、电阻r2和电阻r3，

第一晶体管与第二晶体管作为极性互补的对管构成第一臂，

第三晶体管与第四晶体管作为极性互补的对管构成第二臂，

第一臂与第二臂被配置为如下连接关系：

第一晶体管的集电极与第二晶体管的集电极连接作为第一臂的输出端，

第三晶体管的集电极与第四晶体管的集电极连接作为第二臂的输出端，

电阻r1的一端与电阻r2的一端连接且两只电阻的连接点为m，电阻r1的另一端连接第一晶体管的基极，电阻r2的另一端连接第二晶体管的基极，

第三晶体管的基极与第四晶体管的基极之间串接有电阻r3，

第一晶体管的发射极与第三晶体管的发射极连接作为电源供电端之一，

第二晶体管的发射极与第四晶体管的发射极连接作为电源供电端之二，

第二臂的输出端与所述连接的m之间连接有第一电容器，

第一臂的输出端与第四晶体管基极之间连接有第二电容器，

在电源供电端之一和电源供电端之二接通电源时，利用对管参数一致性使第一臂输出端及第二臂输出端的温度漂移相抵消，

在第一臂输出端输出频率稳定耐温漂且边沿陡峭的第一极性脉冲，在第二臂输出端输出频率稳定耐温漂且边沿陡峭的第二极性脉冲，且第一极性脉冲与第二极性脉冲的极性相反。

该电路工作原理与实施例1基本一致，因r1延长了c1充电过程，使第一臂输出端输出的正向窄脉冲被展宽，如图6上部所示，使第二臂输出端输出的负向窄脉冲也被展宽，如图6下部所示，具体振荡原理与实施例相同，为简便起见这里不再赘述。

对应于上述图1和图2的实施例电路类型，不失一般性，当将所选用的q1、q3晶体管换成npn晶体管、q2、q4换成npn晶体管时，电路电源正负极需要对调，仍可以实现耐温漂、频率稳定的振荡电路功能。

上述实施例的技术特点是，①采用对称结构抑制温漂，芯片输出的脉冲频率随温度变化的范围很小，测试表明，以本发明技术采用常规元件组成的振荡电路芯片，电路工作在0～180℃较大温变范围中，频率变化范围仅在10％。②输出波形边角整齐。③电路结构简单、晶圆面积小、降低成本、④本发明以简单晶体管结构芯片，如采用2n5552和5401这样耐压较高的晶体管，组成高耐压振荡芯片，工作可靠性增强、适应范围很广。⑤正负脉冲对称双极型输出、三角波双极型输出，普适性强。

第三方面，提供了一种电压调节芯片。

实施例3

该电压调节芯片，如图7所示，包括权利本发明实施方式第一方面所描述的耐温漂的频稳脉冲发生电子芯片，还包括采样单元、阈值单元、比较单元、触发单元和功率单元，

采样单元和阈值单元连接比较单元，用于将采样单元的输出信号和阈值单元所确定的基准电压在比较单元进行比较，所述触发单元为双稳态触发器，

比较单元输出端连接触发单元，触发单元输出端连接功率单元输入端，功率单元输出端用于控制发电机励磁绕组电流，耐温漂的频稳脉冲发生电子芯片的窄脉冲输出端连接触发单元，每一次窄脉冲到来时都会触发所述触发单元置位并输出第一电压，所述第一电压控制功率单元导通而接通励磁电流，

当采样单元的输出信号大于基准电压时，触发比较单元输出一个电压信号触发达到触发单元复位并输出第二电压，所述第二电压控制功率单元截止而切断励磁电流，

整形电路为将第一臂的输出端或第二臂的输出端输出的窄脉冲信号整形处理后，传递给触发比较单元，以使窄脉冲信号的极性及阻抗与触发比较单元相匹配。

电路工作原理参阅附图8，图中非门电路g1、g2通过两个正反馈电阻r4、r5连接成首尾环扣的双稳态触发器结构，g2的输出端控制功率管q5栅极，功率管q5源极接地(本实施例为电源负极)，漏极还经过续流二极管连接电源正极，漏极作为电压调节器输出端用于控制励磁电流。当如图1所示的实施例中的第一臂输出正极性窄脉冲时，经过二极管d2单向整形检出高电位窄脉冲部分来触发由双稳态触发器构成的触发电路，通过触发电路使g2输出并维持在高电平，功率管q5保持导通，发电机励磁。这是在比较器a1的输入端两信号为取样信号电压低于基准信号电压的条件下触发置位而使功率管导通的。随着发电机运转，当输出电压高于设定值，取样信号电压高于基准信号电压，触发器复位为g2输出低电平，使功率管截止切断励磁电流，此状态被触发器保持，直至振荡电路的第一臂输出的下一个正极性窄脉冲时触发器重新翻转为置位状态而使励磁恢复。易于理解的是，本实施例采用图1中第一臂输出的正极性窄脉冲来触发置位，当然在变换门电路极性、或改变接法时也可以采用负极性窄脉冲来触发置位，这对于普通电子技术人员来说是较为容易的常规选择。

综上，即第一臂的输出端或第二臂的输出端通过适配相应的整形电路连接触发比较单元，第一臂或第二臂输出端的窄脉冲信号控制触发比较单元输出第二电压使功率单元置位而恢复导通接通励磁电流，在发电机运行当中，以振荡电路频率来开启励磁，以达到设定值来关断励磁，可以实现一种较为频率稳定的励磁调节，实现发电机励磁调节的优化控制。

本实施例仅作为芯片进行厚膜封装或者进行晶圆设计时考虑如此设计，同时将电压调节所必需的功耗较大的续流二极管另置，有利于电压调节芯片的整合封装，以及有利于整体温度的优化控制和续流散热，提高可靠性。

实施例4

本实施例提供了一种电压调节芯片，包括实施例3的电压调节芯片，还将实施例3所不包含的续流单元整合进来进行综合封装，续流单元连接励磁控制端和电压调节芯片的电源正极。

当电压调节芯片为控制励磁绕组负极的a电路(即励磁绕组连接电源正极和调节芯片的控制端，也就是励磁绕组冷端受控)时，续流单元的续流回路原本连接的是励磁控制端和电压调节芯片的电源正极，现在令电源正极断开，如图9所示，即在电压调节芯片的负极连接电源负极，芯片输出端连接发电机励磁绕组一端、在芯片电源正极断开情况下，相当于采样单元失去采样信号、续流回路也被断开，此时电路由励磁绕组内馈电流经续流单元为电压调节芯片异常供电(如图9中的箭头弧线①和②所示)，此时振荡电路会工作并输出窄脉冲，窄脉冲可以正常触发触发电路使功率管导通，但导通后励磁控制端电压降低至功率饱和压降(一般小于1v)，振荡电路失去供电电压而停振，功率管也因触发单元停止工作而失去栅极控制电压变为截止，使励磁绕组控制端过来的电流又经过续流单元激发振荡电路起振，窄脉冲得以恢复，功率管又被触发导通，以上过程周而复始循环往复，在功率管漏极即励磁控制端测出如图9中③所示的波形，说明功率管仅仅在振荡电路异常供电时产生的窄脉冲下短暂导通，因没有续流回路，致使励磁绕组冷端感生电动势没有被续流二极管吸收钳位而飙升至数十伏以上，只需选择耐压值高于来励磁绕组感生电动势的场效应管或双极型功率管均可承受此电压，而常见的mos管一般耐压均达100v以上，因此使电压调节芯片在发电机运转或未运转状态下丢失正极采样信号仍旧保持不受损坏、且此时即使在励磁控制端强行接上电源正极进行短路操作，功率单元仅仅由第一极性或第二极性的窄脉冲中的有效窄脉冲进行控制而短暂导通，调节器内前级电路因稳压管d3稳压，多余的反峰电压为电阻r8承载，前级电路不会过压，功率单元也不会损坏；即在电压调节芯片正常连接电源的负极时，错将电源正极连接励磁控制端时，电压调节芯片仍旧开启窄脉冲过流保护功能而不受损坏；这是在正极断开的情况下的保护过程，也是本发明首次提出并实现这一功能，进一步提高调节器稳定性和可靠性。因为车辆电子部件当中，发电机调节器属于工作环境条件几乎最为恶劣的，质量稳定性和可靠性一直是本领域技术难题。本发明的这些技术特点和优势可以在较大程度上解决安全可靠性问题，提高车辆供电质量的稳定性。

对于另一种极性的电压调节器来说，当电压调节芯片为控制励磁绕组正极的b电路(即励磁绕组调节芯片的控制端和连接电源负极，也就是励磁绕组热端受控)时，续流单元连接励磁控制端和电压调节芯片的电源负极，令电压调节芯片输出端连接发电机励磁绕组一端、电压调节芯片连接电源的正极，在电源负极未连接情况下，相当于采样单元失去采样信号，此时电路由励磁绕组内馈电流经续流单元为电压调节芯片供电，使电压调节芯片在发电机发电或未发电状态下丢失负极采样信号仍旧保持不受损坏、且此时即使在励磁控制端强行接上电源负极进行短路操作，功率单元仅仅由第一极性或第二极性的窄脉冲中的有效窄脉冲进行控制而短暂导通，功率单元不会损坏；即在电压调节芯片正常连接电源的正极时，错将电源负极连接励磁控制端时，电压调节芯片开、启过流保护功能而不受损坏。

本发明的实施例仅用于说明本发明的技术方案，不是对本发明的限制，通过等同代换及非创造性劳动所得到的其他实施例或其他组合所得到的实施例均落入本发明保护范围，本发明的保护范围由权利要求书限定。