一种折叠式共源共栅混频器的制作方法

本实用新型涉及混频器领域，特别是涉及一种折叠式共源共栅混频器。

背景技术：

近年来，随着通信行业的迅速发展，人们对无线收发机的性能要求也越来越高。由于混频器是一个非线性系统，信号经过混频器后会发生增益压缩，还有可能使得射频信号发生阻塞，而且还会产生不必要的频率分量，干扰有用信号产生失真，所以线性度是一个非常重要的指标。但由于混频器的直流偏置会受到电源电压的变化，工艺的变化以及温度的变化所影响，偏置电路的不稳定会影响混频器的线性度。

传统的吉尔伯特混频器采用传统的源极/射极负反馈线性度不够，并且通常会有lo馈通的现象发生。因此，亟需一种减少lo馈通，提高线性性能的混频器。

技术实现要素：

为了解决上述问题，本实用新型的目的是提供一种折叠式共源共栅混频器，可以减少lo馈通，提高线性性能。

基于此，本实用新型提供了一种折叠式共源共栅混频器，所述混频器包括：

跨导放大器、差分共栅极放大器、吉尔伯特混频器；

所述跨导放大器与所述差分共栅极放大器相连，所述差分共栅极放大器与所述吉尔伯特混频器相连，所述跨导放大器与所述吉尔伯特混频器相连；其中，所述跨导放大器用于电压到电流的转换，所述差分共栅放大器用于吸收所述跨导放大器交流输出电流，所述吉尔伯特混频器用于混频；

所述跨导放大器接收txi信号，所述吉尔伯特混频器接收lo信号，并将所述txi信号与所述lo信号混频后输出。

其中，所述跨导放大器包括：

第一mos管、第二mos管、第三mos管、第四mos管和第五mos管、第一电阻、第二电阻、第一电容和第二电容；

所述第一mos管的源极与电源端相连，栅极连接第一电源端，漏极分别连接所述第二mos管、第三mos管的源极，所述第二mos管的漏极与第四mos管的漏极相连，所述第三mos管的漏极与第五mos管的漏极相连，所述第二mos管的栅极与第四mos管的栅极相连，所述第三mos管的栅极与第五mos管的栅极相连，所述第一电阻连接与第二mos管漏极和栅极之间之间，所述第二电阻连接与第三mos管漏极和栅极之间之间，所述第一电容的一端与外部txi+端相连，另一端与所述第二mos管的栅极相连，所述第二电容的一端与外部txi-端相连，另一端与所述第三mos管的栅极相连，所述第四mos管与所述第五mos管的源极均接地。

其中，所述吉尔伯特混频器包括：

电感、可变电容器、第六mos管、第七mos管、第八mos管、第九mos管；

所述电感与所述可变电容器并联后一端与所述第六mos管的漏极相连，另一端与所述第九mos管的漏极相连；

所述第六mos管的栅极与外部lo+端相连，所述第六mos管的源极与所述第七mos管的源极分别与所述差分共栅极放大器的第十mos管的漏极相连，所述第九mos管的栅极与外部lo+端相连，所述第九mos管的源极与所述第八mos管的源极分别与所述差分共栅极放大器的第十一mos管的漏极相连，所述第七mos管的栅极与所述第八mos管的栅极相连，所述第七mos管的漏极与所述第九mos管的栅极相连之后与txo+端相连，所述第八mos管的漏极与所述第六mos管的栅极相连之后与txo-端相连。

其中，所述差分共栅极放大器包括：

第十mos管、第十一mos管、第十二mos管和第十三mos管；

所述第十mos管与所述第十一mos管的栅极相连后与第二电源端，所述第十二mos管与所述第十三mos管的栅极相连后与第三电源端相连，所述第十mos管的源极与所述第十二mos管的漏极相连，所述第十一mos管的源极与所述第十三mos管的漏极相连，所述第十二mos管与所述第十三mos管的源极均接地。

其中，所述跨导放大器与所述差分共栅极放大器相连包括：

所述跨导放大器的第四mos管的漏极与所述差分共栅极放大器的第十mos管的源极相连，所述跨导放大器的第五mos管的漏极与所述差分共栅极放大器的第十一mos管的源极相连。

其中，所述差分共栅极放大器与所述吉尔伯特混频器相连包括：

所述吉尔伯特混频器中的第六mos管的源极与第七mos管的源极分别与所述差分共栅极放大器的第十mos管的漏极相连，所述吉尔伯特混频器中的第九mos管的源极与第八mos管的源极分别与所述差分共栅极放大器的第十一mos管的漏极相连。

其中，所述跨导放大器与所述吉尔伯特混频器相连包括：

所述跨导放大器的第一mos管的源极与所述吉尔伯特混频器的电感相连之后接地。

采用本实用新型，与传统混频器相比，在功耗相同的情况下，杂散降低，减少lo馈通，提高线性性能。

附图说明

为了更清楚地说明本实用新型实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本实用新型的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1是本实用新型实施例提供的折叠式共源共栅混频器的示意图；

图2是本实用新型实施例提供的一种折叠式共源共栅混频器的示电路图。

具体实施方式

下面将结合本实用新型实施例中的附图，对本实用新型实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本实用新型一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本实用新型中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本实用新型保护的范围。

图1是本实用新型实施例提供的折叠式共源共栅混频器的示意图，所述混频器包括：

跨导放大器101、吉尔伯特混频器102、差分共栅极放大器103；

所述跨导放大器101与所述差分共栅极放大器103相连，所述差分共栅极放大器103与所述吉尔伯特混频器102相连，所述跨导放大器101与所述吉尔伯特混频器102相连；其中，所述跨导放大器101用于电压到电流的转换，所述差分共栅放大器103用于吸收所述跨导放大器101交流输出电流，所述吉尔伯特混频器102用于混频；

所述跨导放大器101接收txi信号，所述吉尔伯特混频器102接收lo信号，并将所述txi信号与所述lo信号混频后输出。

图2是本实用新型实施例提供的一种折叠式共源共栅混频器的示电路图，其中，所述跨导放大器包括：

第一mos管、第二mos管、第三mos管、第四mos管和第五mos管、第一电阻、第二电阻、第一电容和第二电容；

所述第一mos管的源极与电源端相连，栅极连接第一电源端，漏极分别连接所述第二mos管、第三mos管的源极，所述第二mos管的漏极与第四mos管的漏极相连，所述第三mos管的漏极与第五mos管的漏极相连，所述第二mos管的栅极与第四mos管的栅极相连，所述第三mos管的栅极与第五mos管的栅极相连，所述第一电阻连接与第二mos管漏极和栅极之间之间，所述第二电阻连接与第三mos管漏极和栅极之间之间，所述第一电容的一端与外部txi+端相连，另一端与所述第二mos管的栅极相连，所述第二电容的一端与外部txi-端相连，另一端与所述第三mos管的栅极相连，所述第四mos管与所述第五mos管的源极均接地。

其中，所述吉尔伯特混频器包括：

电感、可变电容器、第六mos管、第七mos管、第八mos管、第九mos管；

所述电感与所述可变电容器并联后一端与所述第六mos管的漏极相连，另一端与所述第九mos管的漏极相连；

所述第六mos管的栅极与外部lo+端相连，所述第六mos管的源极与所述第七mos管的源极分别与所述差分共栅极放大器的第十mos管的漏极相连，所述第九mos管的栅极与外部lo+端相连，所述第九mos管的源极与所述第八mos管的源极分别与所述差分共栅极放大器的第十一mos管的漏极相连，所述第七mos管的栅极与所述第八mos管的栅极相连，所述第七mos管的漏极与所述第九mos管的栅极相连之后与txo+端相连，所述第八mos管的漏极与所述第六mos管的栅极相连之后与txo-端相连。

其中，所述差分共栅极放大器包括：

第十mos管、第十一mos管、第十二mos管和第十三mos管；

所述第十mos管与所述第十一mos管的栅极相连后与第二电源端，所述第十二mos管与所述第十三mos管的栅极相连后与第三电源端相连，所述第十mos管的源极与所述第十二mos管的漏极相连，所述第十一mos管的源极与所述第十三mos管的漏极相连，所述第十二mos管与所述第十三mos管的源极均接地。

其中，所述跨导放大器与所述差分共栅极放大器相连包括：

所述跨导放大器的第四mos管的漏极与所述差分共栅极放大器的第十mos管的源极相连，所述跨导放大器的第五mos管的漏极与所述差分共栅极放大器的第十一mos管的源极相连。

其中，所述差分共栅极放大器与所述吉尔伯特混频器相连包括：

所述吉尔伯特混频器中的第六mos管的源极与第七mos管的源极分别与所述差分共栅极放大器的第十mos管的漏极相连，所述吉尔伯特混频器中的第九mos管的源极与第八mos管的源极分别与所述差分共栅极放大器的第十一mos管的漏极相连。

其中，所述跨导放大器与所述吉尔伯特混频器相连包括：

所述跨导放大器的第一mos管的源极与所述吉尔伯特混频器的电感相连之后接地。

晶体管m2，m3，m4和m5连同反馈电阻r1和r2以及m1的尾电流源晶体管一起构成一个跨导放大器，用于v到i的转换。它采用电流复用的推挽结构，以提高其线性度和降低功耗。此外，由于跨导放大器的直流偏移被交流耦合电容器c3和c4阻塞，因此无论其直流偏移电压如何，m2，m3，m4，和m5的尺寸都可以优化以提高线性度。晶体管m10和m11以及m12和m13的电流源晶体管一起构成差分共栅放大器，以吸收跨导放大器的交流输出电流。值得注意的是，共栅放大器的直流偏移也会对混频器的输出产生lo馈通。由于m12和m13只处理直流电流，因此可以为m12和m13的电流源晶体管选择大而高的过驱动电压，以减小两个支路之间的直流偏移。m10和m11作为m12和m13的共源共栅器件，对直流偏移的贡献很小。此外，m10和m11提供的低输入阻抗有助于减小跨导放大器的输出电压摆幅，进一步提高其线性度。此外，m10和m11还增加了从txi到lo和txi到txo端口的隔离。

通过与传统的吉尔伯特单元混频器进行比较，验证了本实用新型提出的折叠式共源共栅混频器在降低lo馈通方面的有效性。我们做了如下假设：1)两个混频器消耗相同的电流ib；2)两个混频器的输出摆幅有相同的电压余量；3)只考虑晶体管阈值电压的失配，即vos≈δvth；4)δvth与晶体管面积的平方根成反比。

在研究的折叠式共源共栅混频器中，m1占ib的一半，而m12和m13分别占ib的四分之一。因此，流过跨导晶体管的电流只有吉尔伯特单元混频器的一半。然而，由于我们的跨导放大器重复使用了pmos和nmos晶体管中的电流，因此假设所有晶体管具有相同的过驱动电压，其总跨导与吉尔伯特单元混频器中的总跨导相同。对于两个混频器，相同振幅的txi输入，流向lo开关四极管的交流信号电流应几乎相同。通过使用推挽跨导器增加的输入电容可被吸收到输入匹配网络中，因此该混频器用于窄带应用。

现在，比较一下流入lo开关四极管的dc偏移电流。折叠式共源共栅混频器的直流偏移电流可以表示为：gmm11×vos_m11，其中gmm12是晶体管m12的跨导，vos_m12是晶体管m12和m13之间的偏移电压。吉尔伯特单元混频器的直流偏移电流表达式类似于：gmm2×vos_m2，其中gmm3是晶体管m2的跨导，vos_m2是m2和m3之间的偏移电压。折叠式共源共栅混频器的m12中的电流是吉尔伯特单元混频器中m2电流的一半。通过为m12和m2选择相同的宽度，同时使m12的长度是m2的两倍，我们可以保持m12和m2的过驱动电压相同。因此，这两个混频器的输出电压波动将具有相似的净空。它们的偏移电压和跨导可以被表示为：

因此，我们计算两个混频器之间的直流偏移电流比为：

由于它们的交流信号电流是相同的，因此我们设计的折叠式共源共栅混频器与吉尔伯特单元混频器相比，可以减少lo馈通。

作为本实用新型的一个实施例，所述折叠式共源共栅混频器可以采用0.11μmcmos工艺进行设计。其模具尺寸为0.146平方毫米。所述混频器从1.2v电源中汲取2.6ma的总电流，其中，所述跨导放大器为1.2ma，共栅放大器和lo开关四路为1.4ma。在仿真中，txi输入的差分幅度设定为400mvp-p，其频率为2453mhz。3345mhz的lo是以1.1v的直流偏压与lo开关四路进行交流耦合。lo的差分振幅为800mvp-p，以使开关四极管保持在饱和区。该混频器具有驱动50ω端口的理想电压缓冲器。混频器的输出功率在5.798ghz处为4.77dbm，最大的混频杂散为892mhz的边带图像，即-36.14dbm。第二杂散频率为782mhz，具有-42.55dbm，这是来自txi与下边带中的第三谐波lo混合的基本输入。第三大杂散频率为4014mhz，为-42.63dbm，这是由输入txi的第三次谐波与下边带的lo基波混合而成。所有的杂散信号均比所需信号低-40dbc。

用于2.4ghz至5.8ghz发射机的折叠式共源共栅混频器与传统的吉尔伯特单元混频器相比，该混频器在功耗相同的情况下，杂散降低了9.2db。该混频器采用0.11μmcmos设计，在1.2v电源电压下电流为2.6ma。它的输出1db压缩点为3.84dbm，所有发射杂散都远低于-40dbc。

以上所述仅是本实用新型的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本实用新型技术原理的前提下，还可以做出若干改进和替换，这些改进和替换也应视为本实用新型的保护范围。