一种适用于人体脉搏信号的模拟前端电路的制作方法

本实用新型涉及集成电路设计技术领域，具体涉及一种适用于人体脉搏信号的模拟前端电路。

背景技术：

随着社会经济和科学技术的快速发展，人们对于自身的身体健康状况也更加重视，生物医疗领域得到了快速发展。此外，微电子技术与生物医学不断结合并创新进步，使之更加便捷化、智能化、高效化。例如，部分智能手机和智能手环等便携设备带有心率监测和血氧测量等功能。不断将医疗保健元素不断的向便捷式电子产品引入，使得对于脉搏、血氧、体温和血压等表征人体健康水平的信息的获取更加简易。

但由于人体脉搏信号存在幅度小、频率低、且易受干扰等特性，故信号的预处理不可或缺。高性能的信号处理电路应具备放大弱幅信号、滤除主信号频率外的无关信号的作用，且能为后续的模数转换提供输入保障。与此同时，信号处理电路设计时应考虑不能引进过多的噪声与失调，且应具有较高的共模抑制比(cmrr)和电源抑制比(psrr)。

由于人体脉搏信号频率集中在0.5hz-5hz，最高不超过40hz，所以对于人体脉搏信号的模拟前端电路，需要设计极低的低频截止点来去除信号以外的噪声频率。为了达到极低的低频截止点设计要求，当前有以下几种方案实现：1、采用分立器件电阻和电容来达到极低频截止点的设计要求，但是这种方案会增加集成电路的功耗而且不利于集成。2、使用集成电阻和集成电容来达到极低频截止点的设计要求，这种方案虽然能够提高电路的集成性，但是现有的集成电阻最大不超过兆欧姆(mω)，集成电容也不超过50pf，此外由于工艺的原因，电阻易受影响，电阻阻值准确度也大大受影响。因此这种方案也远远达不到极低频截止点的设计要求。3、专门设计一个滤波器电路，这种方案虽然能达到极低频截止点设计要求，但是却额外增加了功耗，不符合低功耗的要求。4、采用mos管伪电阻结构来达到极低频截止点设计要求，但是当前的伪电阻结构存在着线性度差，伪电阻阻值变化波动大。

技术实现要素：

本实用新型针对人体脉搏信号幅度小和频率低的问题，提供一种适用于人体脉搏信号的模拟前端电路。

为解决上述问题，本实用新型是通过以下技术方案实现的：

一种适用于人体脉搏信号的模拟前端电路，该模拟前端电路包括电容c1、c’1、c2、c’2、cl和c’l，伪电阻rpseudo和r’pseudo，以及跨导放大器ota；电容c1的一端形成模拟前端电路的正向输入端，并与输入电压信号vin+相连，电容c1的另一端与ota的正向输入端相连；电容c’1的一端形成模拟前端电路的反向输入端，并与输入电压信号vin-相连，电容c’1的另一端与跨导放大器的反向输入端相连；电容c2的一端与跨导放大器的正向输入端相连，另一端与跨导放大器的反向输出端相连；电容c’2的一端与跨导放大器的反向输入端相连，另一端与跨导放大器的正向输出端相连；伪电阻rpseudo的a端与跨导放大器的正向输入端相连，b端与跨导放大器的反向输出端相连；伪电阻r’pseudo的a端与跨导放大器的反向输入端相连，b端与跨导放大器的正向输出端相连；电容cl的一端与跨导放大器的反向输出端相连，并形成模拟前端电路的反向输出端，电容cl的另一端与地端相连；电容c’l的一端与跨导放大器的反向输出端相连，并形成模拟前端电路的正向输出端，电容c’l的另一端与地端相连。

上述方案中，电容c1和c’1的型号相同，电容c2和c’2的型号相同，电容cl和c’l的型号相同。

上述方案中，伪电阻rpseudo和r’pseudo的结构相同。

上述方案中，伪电阻包括pmos管m15、m16、m19和m20，以及nmos管m17、m18和mc；pmos管m15的栅极、pmos管m16的栅极、nmos管m17的源极和衬底、nmos管m18的源极和衬底、pmos管m19的栅极、pmos管m20的栅极、以及nmos管mc的漏极相连接；pmos管m15的漏极和衬底、nmos管m18的栅极、以及pmos管m19的源极相连接；pmos管m16的漏极和衬底、nmos管m17的栅极、以及pmos管m20的源极相连接；pmos管m15的源极与pmos管m16的源极相连接；nmos管m17的漏极和nmos管m18的漏极相连，并与电压vdd相连；nmos管mc衬底和漏极连接，并与电压vss相连；nmos管mc的栅极与电压vcontrol连接；pmos管m19的衬底和漏极连接，并形成伪电阻的a端；pmos管m20的衬底和漏极连接，并形成伪电阻的b端。

上述方案中，pmos管m15、m16、m19和m20的型号相同，nmos管m17和m18的型号相同。

上述方案中，跨导放大器包括pmos管m1、m2、m7-m14，nmos管m3-m6，电阻rs1-rs4，以及电流源ibias；pmos管m1的栅极形成跨导放大器的正向输入端；pmos管m2的栅极形成跨导放大器的反向输入端；pmos管m9的栅极和漏极、pmos管m10的栅极、以及直流电源ibias的一端相连接，直流电源ibias的另一端接地；pmos管m2的衬底和源极、pmos管m1的源极和衬底、以及pmos管m10的漏极相连接；pmos管m7的栅极、pmos管m8的栅极、pmos管m12衬底和源极、以及pmos管m13的衬底和源极相连接；pmos管m11的漏极和栅极与pmos管m12的漏极和栅极相连接；pmos管m13的漏极和栅极与pmos管m14的漏极和栅极相连接；pmos管m1的漏极、nmos管m4的漏极和栅极、以及nmos管m3的栅极相连接；pmos管m2的漏极、nmos管m5的漏极和栅极、以及nmos管m6的栅极相连接；pmos管m9的衬底和源极、pmos管m10的衬底和源极、pmos管m7的衬底和源极、以及pmos管m8的衬底和源极，与电压vdd相连接；pmos管m3的衬底和源极与电阻rs1的一端相连接；nmos管m4的衬底和源极与电阻rs2的一端相连接；nmos管m5的衬底和源极与电阻rs3的一端相连接；pmos管m6的衬底和源极与电阻rs4的一端相连接；电阻rs1-rs4的另一端同时接地；nmos管m3的漏极、nmos管m7的漏极、以及pmos管m11的衬底和源极相连接，并形成跨导放大器的正向输出端vout+；nmos管m6的漏极、pmos管m8的漏极、以及pmos管m14的衬底和源极相连接，并形成跨导放大器的反向输出端vout-。

上述方案中，pmos管m1和m2的型号相同，nmos管m3、m4、m5和m6的型号相同，pmos管m7和m8的型号相同，pmos管m9和m10的型号相同，pmos管m11、m12、m13和m14的型号相同，电阻rs1-rs4的型号相同。

与现有技术相比，本实用新型的模拟前端电路能够实现极低的低频截止点，并且减少了芯片整体面积，降低了芯片流片的成本，有利于提高集成度，符合生物医疗便携设备的体积小、功耗低的要求。此外，本实用新型的伪电阻结构，其阻值最大能达到gω，与现有的伪电阻结构相比，改善了伪电阻的线性度，提高了集成度，总的谐波失真(thd)小于1％。

附图说明

图1为一种适用于人体脉搏信号的模拟前端电路的整体结构图；

图2为图1中ota的电路示意图；

图3为图1中伪电阻的电路示意图；

图4(a)和(b)为常见的两种伪电阻结构图；

图5为通过改变不同的电压来调节不同的低截止点fl的曲线图。

具体实施方式

为使本实用新型的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实例，并参照附图，对本实用新型进一步详细说明。

一种适用于人体脉搏信号的模拟前端电路，其整体电路架构如图1所示，电路包括：电容c1、c’1、c2、c’2、cl、c’l，伪电阻rpseudo、r’pseudo，以及ota(跨导放大器)。电容c1的一端形成模拟前端电路的正向输入端，并与输入电压信号vin+相连，电容c1的另一端与ota的正向输入端相连。电容c’1的一端形成模拟前端电路的反向输入端，并与输入电压信号vin-相连，电容c’1的另一端与跨导放大器的反向输入端相连。电容c2的一端与跨导放大器的正向输入端相连，另一端与跨导放大器的反向输出端相连。电容c’2的一端与跨导放大器的反向输入端相连，另一端与跨导放大器的正向输出端相连。伪电阻rpseudo的a端与跨导放大器的正向输入端相连，b端与跨导放大器的反向输出端相连。伪电阻r’pseudo的a端与跨导放大器的反向输入端相连，b端与跨导放大器的正向输出端相连。电容cl的一端与跨导放大器的反向输出端相连，并形成模拟前端电路的反向输出端，电容cl的另一端与地端相连。电容c’l的一端与跨导放大器的反向输出端相连，并形成模拟前端电路的正向输出端，电容c’l的另一端与地端相连。其中，电容c1和c’1的型号相同，电容c2和c’2的型号相同，电容cl和c’l的型号相同，伪电阻rpseudo和r’pseudo的结构完全相同。

本实用新型的模拟前端电路采用全差分结构，按照对信号的处理效果分为放大、高通、低通三个部分：放大部分的放大倍数由电容c1、c’1、c2、c’2确定，电容耦合结构电路，用于确定微弱信号放大倍数；高通滤波部分由伪电阻rpseudo、r’pseudo，电容c2、c’2实现，伪电阻结构与电容形成低截止频率点；低通滤波部分由ota的gm(跨导)，电容cl、c’l实现，跨导放大器的跨导gm和负载电容形成高截止频率点。

通过c1/c2的比值确定信号所需要的放大倍数av：

由于信号中存在着噪声，所以需要抑制这部分噪声。伪电阻rpseudo与c2之间形成一个低频高通极点fl：

而伪电阻rpseudo可以通过调节电压来改变阻值从而达到合适的低截止频率。而ota(跨导放大器)的gm(跨导)与cl形成一个高截止频率点fh：

此时形成一个带通滤波器从而达到抑制脉搏信号以外的噪声的效果。

本实用新型的模拟前端电路有着稳定的闭环增益和低噪声特性。电路增益由c1和c2决定，近似等于c1/c2。输入端使用电容c1作为ac耦合，减少来自电极的直流偏移电压，交流耦合结构解决了直流漂移的问题，还能降低共模干扰并提高电路的电源抑制比。直流反馈通路由伪电阻rpseudo提供，它产生一个极高的电阻值，可以提供稳定的直流工作点，并且伪电阻rpseudo与反馈电容c2形成了一个低频高通极点，可以减少低频噪声的干扰。此电路采用全差分形式，以增强电源抑制比和共模抑制比，从而降低电源噪声和共模噪声的干扰。电路的中频增益am也是由c1和c2决定：

近似等于c1和c2的比值。为放大器选取合适的中频增益是必要的，因为较低的增益会影响整个电路的放大性能，而过高的增益则会降低放大器的精度。

本实用新型的ota的结构参照附图2，电路包括：pmos管m1、m2、m7-m14，nmos管m3-m6，电阻rs1-rs4，以及电流源ibias。pmos管m1的栅极形成跨导放大器的正向输入端。pmos管m2的栅极形成跨导放大器的反向输入端。pmos管m9的栅极和漏极、pmos管m10的栅极、以及直流电源ibias的一端相连接，直流电源ibias的另一端接地。pmos管m2的衬底和源极、pmos管m1的源极和衬底、以及pmos管m10的漏极相连接。pmos管m7的栅极、pmos管m8的栅极、pmos管m12衬底和源极、以及pmos管m13的衬底和源极相连接。pmos管m11的漏极和栅极与pmos管m12的漏极和栅极相连接。pmos管m13的漏极和栅极与pmos管m14的漏极和栅极相连接。pmos管m1的漏极、nmos管m4的漏极和栅极、以及nmos管m3的栅极相连接。pmos管m2的漏极、nmos管m5的漏极和栅极、以及nmos管m6的栅极相连接。pmos管m9的衬底和源极、pmos管m10的衬底和源极、pmos管m7的衬底和源极、以及pmos管m8的衬底和源极，与电压vdd相连接。pmos管m3的衬底和源极与电阻rs1的一端相连接。nmos管m4的衬底和源极与电阻rs2的一端相连接。nmos管m5的衬底和源极与电阻rs3的一端相连接。pmos管m6的衬底和源极与电阻rs4的一端相连接。电阻rs1-rs4的另一端同时接地。nmos管m3的漏极、nmos管m7的漏极、以及pmos管m11的衬底和源极相连接，并形成跨导放大器的正向输出端vout+。nmos管m6的漏极、pmos管m8的漏极、以及pmos管m14的衬底和源极相连接，并形成跨导放大器的反向输出端vout-。其中，pmos管m1和m2的型号相同，nmos管m3、m4、m5和m6的型号相同，pmos管m7和m8的型号相同，pmos管m9和m10的型号相同，pmos管m11、m12、m13和m14的型号相同，电阻rs1-rs4的型号相同。

本实用新型的ota电路包括共模反馈模块和两级放大模块。共模反馈模块包括pmos管m11、m12、m13和m14；两级放大模块包括pmos管m1、m2、m9、m10，nmos管m3、m4、m5、m6，电阻rs1-rs4，以及电流源ibias。ota采用了全差分结构，ota电路由共模反馈电路和两级放大器组成，其中共模反馈电路能够提供稳定直流工作点，放大电路采用两级源跟随器级联。因为差分电路的负反馈无法控制放大器的输出电压，于是需要额外的共模反馈电路来稳定全差分放大器的输出直流电平。电路用pmos管作为输入对，通过增加输入对管m1、m2面积还可以减弱低频段的闪烁噪声干扰。通过用电阻分别串联在nmos管m3、m4、m5、m6的源端的方式，可以提高ota电路的输出阻抗，减少信号的失真，提高线性度，从而降低电路噪声。输入电压首先施加到源跟随器的输入对管m1和m2的栅极上，使pmos管m1和m2的源极驱动负载，然后第一级运放得输出电压作为第二级对称源跟随器的输入电压，其中输入电压大部分压降落在电阻rs上。

本实用新型的伪电阻rpseudo和r’pseudo的结构参照附图3，电路包括pmos管m15、m16、m19和m20，以及nmos管m17、m18和mc。pmos管m15的栅极、pmos管m16的栅极、nmos管m17的源极和衬底、nmos管m18的源极和衬底、pmos管m19的栅极、pmos管m20的栅极、以及nmos管mc的漏极相连接。pmos管m15的漏极和衬底、nmos管m18的栅极、以及pmos管m19的源极相连接。pmos管m16的漏极和衬底、nmos管m17的栅极、以及pmos管m20的源极相连接。pmos管m15的源极与pmos管m16的源极相连接。nmos管m17的漏极和nmos管m18的漏极相连，并与电压vdd相连。nmos管mc衬底和漏极连接，并与电压vss相连。nmos管mc的栅极与电压vcontrol连接。pmos管m19的衬底和漏极连接，并形成伪电阻的a端。pmos管m20的衬底和漏极连接，并形成伪电阻的b端。其中，pmos管m15、m16、m19和m20的型号相同，nmos管m17和m18的型号相同，电阻rs1-rs4的型号相同。

伪电阻重要的部分就是辅助电路，辅助电路用来保证mos管工作在亚阈值区以得到一个高阻抗。附图4(a)所示的伪电阻的辅助电路可以是栅极与节点ab相连接。附图4(b)所示的伪电阻的辅助电路是也可以是两个mos管的栅极相连接，得到一个恒定的栅电压。附图4(a)和(b)的伪电阻在低vab的情况下都可以获得高阻抗，但是在高vab的情况下，由于pmos晶体管获得载流子，阻抗减少，因此导致线性度变差。

为了解决上述问题，本实用新型使用差分对管作为工作区控制电路，另外，在伪电阻的两端增加了晶体管m19、m20，差分对节点ve的值等于节点vc和vd的平均值减去nmos管m17、m18的vgs的平均值：

nmos晶体管mc作为一个电流源，由电压vcontrol控制，vcontrol的电压值越接近负电压vss，经过mc的电流ic就越小并且电压值vgs3，4减小，使得晶体管m15、m16的阻抗增加。该结构在亚阈值区域工作，阻值可从mω到gω范围内调控。用差分对控制mos晶体管的vgs。使用cadencespectre模拟设计环境和tsmc.18um进行模拟技术参数验证了该电路的可行性。

基于0.18umcmos工艺的cadencespectre仿真，输入信号频率为0.5hz，幅度为0.5mv的正弦波，其中输入信号端vin+接入的是相位为0°的正弦波，输入信号端vin-接入的是相位为180°的正弦波。对电路进行ac分析，仿真结果如图5所示，根据不同的vcontrol改变伪电阻的阻抗以改变不同的低截止点fl。从图中可以看出，电压vcontrol从-1.65v变化到-1.3v，低截止频率点从0.5hz变化到300hz，电路整体功耗约为3uw，cmrr为110db，psrr为68db。这些仿真结果说明了本实用新型的有效性。

需要说明的是，尽管以上本实用新型所述的实施例是说明性的，但这并非是对本实用新型的限制，因此本实用新型并不局限于上述具体实施方式中。在不脱离本实用新型原理的情况下，凡是本领域技术人员在本实用新型的启示下获得的其它实施方式，均视为在本实用新型的保护之内。