平均电流控制电路和方法与流程

1.本公开总体涉及一种电子系统和方法，并且在特定实施例中涉及一种平均电流控制电路和方法。


背景技术：

2.发光二极管(led)驱动器被配置为提供足够的电流来点亮led。切换电压调节器可以被用于驱动led。
3.由led产生的光的强度与流过led的平均电流相关。通常，流过led的平均电流越高，由led产生的光的强度就越高。因此，通常期望使用电流驱动器来驱动led，以准确控制流过led的平均电流。
4.通过控制流过led的平均电流，可以对led进行调光。例如，降低由led产生的光强度可以通过降低流过led的平均电流来实现。
5.流过led的平均电流的波动可能会导致由led发射的光的波动。因此，开关转换器电流驱动器可以被用于通过以高于闪烁融合阈值的频率进行切换来适当地驱动led。
6.led灯驱动器通常针对额定输出电流(有时用户在一定范围内可编程)和输出电压范围指定，以为不同类型/长度的led串供电。值得注意的是，额定输出电流通常以非常严格的准确性指定，总体上通常小于5％。
7.led灯驱动器提供调光能力也很常见，即，能够将led电流从额定值降低到低值(有时低于1％)，以使用户能够降低led串的光输出的强度。通常期望led电流减少以及由此产生的光调制是无缝且无闪烁的。


技术实现要素：

8.根据实施例，一种控制电路包括：驱动器，具有被配置为被耦合至第一晶体管的控制端子的输出；第一触发器，具有被耦合至驱动器的输入的第一输出以及被配置为接收时钟信号的第一输入，其中第一触发器被配置为在第一触发器的第一输出处产生第一信号；第一比较器，具有被耦合至第一触发器的第二输入的输出、被配置为接收第一电压的第一输入以及被配置为接收第二电压的第二输入；跨导放大器，具有被配置为接收指示流过第一晶体管的电流路径的电流的感测电压的第一输入、被配置为接收参考电压的第二输入以及被耦合至第一比较器的第一输入的输出；积分电容器，被耦合至跨导放大器的输出和第一比较器的第一输入；第一开关，跨积分电容器耦合，第一开关具有被配置为接收第二信号的控制端子，该第二信号是第一信号的反相版本；过零检测电路，具有被配置为被耦合至第一晶体管的第一电流路径端子和电感器的输入，其中过零检测电路被配置为基于过零检测电路的输入来检测电感器的退磁时间，并且基于所检测到的退磁时间来产生第三信号；以及参考发生器，被配置为基于第一信号和第三信号来生成第二电压。
9.根据实施例，一种方法包括：基于时钟信号来接通第一晶体管，其中第一晶体管的电流路径被耦合至电感器；基于流过第一晶体管的电流路径的电流来生成感测电流；利用
积分电容器对感测电流进行积分，以生成第一电压；将第一电流注入到平均电容器中，以生成第二电压；当第一电压变得高于第二电压时，关断第一晶体管；以及当第一晶体管关断时，对积分电容器进行放电。
10.根据实施例，一种开关转换器包括：功率晶体管；感测电阻器，被耦合至功率晶体管的电流路径；电感器，被耦合至功率晶体管的电流路径；驱动器，具有被耦合至功率晶体管的控制端子的输出；触发器，具有被耦合至驱动器的输入的第一输出以及被配置为接收时钟信号的第一输入，其中触发器被配置为在触发器的第一输出处产生第一信号，并且其中触发器被配置为使功率晶体管基于时钟信号、使用第一信号来接通；第一比较器，具有被耦合至触发器的第二输入的输出、被配置为接收第一电压的第一输入以及被配置为接收第二电压的第二输入，其中触发器被配置为使功率晶体管基于第一比较器的输出、使用第一信号来关断；跨导放大器，具有被耦合至中间节点的第一输入、被配置为接收参考电压的第二输入以及被耦合至第一比较器的第一输入的输出，该中间节点被耦合在功率晶体管的电流路径与感测电阻器之间；积分电容器，被耦合至跨导放大器的输出和第一比较器的第一输入；第一开关，被耦合至积分电容器，该第一开关被配置为当功率晶体管关断时对积分电容器进行放电；过零检测电路，具有被耦合至功率晶体管的电流路径和电感器的输入，其中过零检测电路被配置为基于过零检测电路的输入来检测电感器的退磁时间，并且基于所检测到的退磁时间来产生第二信号；以及参考发生器，被配置为基于第一信号和第二信号来生成第一电压。
11.根据实施例，一种发光二极管(led)灯驱动器包括：输出端子，被配置为被耦合至led串；第一开关转换器，被配置为接收ac电压，并且在第一电源端子处从ac电压生成dc电压；以及第二开关转换器，被配置为接收dc电压并且将调节电流递送给led串，该第二开关转换器包括：功率晶体管；感测电阻器，被耦合至功率晶体管的电流路径；电感器，被耦合至功率晶体管的电流路径和输出端子；二极管，被耦合在电感器与第一电源端子之间；触发器，具有被耦合至功率晶体管的控制端子的第一输出以及被配置为接收时钟信号的第一输入，其中触发器被配置为在触发器的第一输出处产生第一信号，并且其中触发器被配置为使功率晶体管基于时钟信号、使用第一信号来接通；第一比较器，具有被耦合至触发器的第二输入的输出、被配置为接收第一电压的第一输入以及被配置为接收第二电压的第二输入，其中触发器被配置为使功率晶体管基于第一比较器的输出、使用第一信号来关断；跨导放大器，具有被耦合至中间节点的第一输入、被耦合至第二电源端子的第二输入以及被耦合至第一比较器的第一输入的输出，该中间节点被耦合在功率晶体管的电流路径与感测电阻器之间；积分电容器，被耦合至跨导放大器的输出和第一比较器的第一输入；第一开关，被耦合至积分电容器，该第一开关被配置为当功率晶体管关断时对积分电容器进行放电；过零检测电路，具有被耦合至功率晶体管的电流路径和电感器的输入，其中过零检测电路被配置为基于过零检测电路的输入来检测电感器的退磁时间，并且基于所检测到的退磁时间来产生第二信号；以及参考发生器，被配置为基于第一信号和第二信号来生成第一电压。
附图说明
12.为了更完整地理解本发明及其优点，现在参照结合附图的以下描述，其中：
13.图1示出了根据本发明的实施例的led灯驱动器；
14.图2示出了根据本发明的实施例的降压转换器的示意图；
15.图3和图4示出了根据本发明的实施例的图2的接口(i/f)电路的示意图；
16.图5示出了根据本发明的实施例的过零检测(zcd)电路的示意图；
17.图6示出了根据本发明的实施例的参考发生器；
18.图7和图8示出了根据本发明的实施例的与图2的降压转换器相关联，用图6的参考发生器实施并且分别以连续导电模式(ccm)和断续导电模式(dcm)模式操作的波形；
19.图9示出了根据本发明的实施例的控制电路的示意图；
20.图10和图11分别示出了根据本发明的实施例的时钟电路和关联波形的示意图；
21.图12示出了根据本发明的实施例的参考发生器的示意图；
22.图13示出了根据本发明的实施例的被耦合至图3的接口电路的控制电路的一部分的示意图；
23.图14示出了根据本发明的实施例的被耦合至图4的接口电路的图13的控制电路的一部分的示意图；
24.图15和图16示出了根据本发明的实施例的与图2的降压转换器相关联的仿真结果；以及
25.图17至图23示出了根据本发明的实施例的开关转换器的示意图。
26.除非另有指示，否则不同附图中的对应数字和符号通常指代对应的部分。附图被绘制以清晰地图示优选实施例的相关方面，并且不一定按比例绘制。
具体实施方式
27.所公开的实施例的制作和使用在下面详细讨论。然而，应该了解，本发明提供了许多适用的发明概念，它可以被实施在各种具体上下文中。所讨论的具体实施例仅说明制作和使用本发明的具体方式，并且不限制本发明的范围。
28.下面的描述图示了各种具体细节以提供对根据描述的若干示例实施例的深入理解。这些实施例可以在没有一个或多个具体细节的情况下获得，或者利用其他方法、组件、材料等获得。在其他情况下，已知结构、材料或操作未被详细示出或描述，以免混淆实施例的不同方面。在该描述中对“实施例”的引用指示关于该实施例描述的特定配置、结构或特征被包括在至少一个实施例中。因此，可能出现在本描述的不同点的诸如“在一个实施例中”等短语不一定完全指代同一实施例。此外，具体形成、结构或特征可以在一个或多个实施例中以任何适当的方式组合。
29.本发明的实施例将在具体上下文中描述，电流开关转换器(恒流源)led驱动器例如用于固态照明(ssl)，诸如用于驱动一个或多个led作为负载。在一些实施例中，负载可以不包括led。一些实施例可以被实施在不同于ssl的应用中，诸如工业、消费者、ict、白色货品等，“按原样”或具有小的适应。一些实施例可以被用于电压开关转换器。
30.在本发明的实施例中，连续导电模式(ccm)操作的降压转换器的平均电感器电流通过仅感测流过功率晶体管的电流来调节。一些实施例基于能够以固定或准固定切换频率实现稳定ccm操作的充电模式控制核心。在一些实施例中，零电流检测(zcd)电路以名义上不变的控制方案实现断续导电模式(dcm)操作，这有利地允许在模拟调光期间输出电流调节的良好准确性。在一些实施例中，电压前馈电路补偿传播延迟，使得调节后的输出电流对
输入和输出电压变化不太敏感。
31.图1示出了根据本发明的实施例的led灯驱动器100。led灯驱动器100包括切换模式电源(smps)102和用于驱动led串106的smps 104。开关转换器102跨越向级联转换器104供电的储能电容器108提供调节后的dc输出电压v
102
。转换器104提供为led串106供电的调节输出电流。
32.在一些实施例中，开关转换器102可以被实现为功率因数校正器(pfc)前端转换器，它可以从电力线汲取与正弦线电压v
mains
同相的正弦电流i
mains
(例如60hz，110v
rms
；50hz，220v
rms
)可以被使用。使用pfc前端转换器可以有利地实现输入电流的高功率因数和低失真。在一些实施例中，使用具有pfc的实施开关转换器102可以有利地帮助保持低谐波发射，这可以有利地帮助符合诸如iec61000-3-2等标准，该标准为诸如led灯驱动器等应用设置了c类谐波发射限制。在一些实施例中，实施具有pfc的转换器102有利地帮助保持输入电流i
mains
的低总谐波失真(thd)。
33.ac/dc开关转换器102可以在输出电流i
102
中引入纹波。例如，电流i
102
可能在转换器102的切换频率(通常高于50khz)处表现出具有高频分量的纹波，并且在ac电力线的频率的两倍处具有低频分量(由于功率转换器102从电力线汲取并且递送到其输出的脉动性质)。如果被提供给led串106，则低频纹波可能导致给定峰值的平均led电流i
led
降低，并且可能导致led串106的led的操作温度升高，这可能会缩短led串106的led的寿命。这种低频纹波还可能导致光波动(闪烁和微光)，如果可感知，则这可能是不期望的，并且据报告即使在不可感知的情况下也会导致健康问题。
34.pfc输出电压v
102
可能会受到由输出电流i
102
纹波的低频分量生成的低频纹波的影响。通常，转换器102通过低带宽控制环路来调节输出电压v
102
的dc值，以实现输入电流的高功率因数和低失真，但可能无法抑制低频输出纹波。
35.在一些实施例中，有利地，使用诸如图1所示的两级功率转换(其中前端pfc转换器102向电容器108供电，并且级联的调节器后转换器104向led串106供应调节电流)有助于防止led串106被暴露于pfc转换器102的输出处的纹波。例如，在一些实施例中，转换器104提供dc恒流i
led
，由能够抑制低频输入电压纹波的宽带控制环路调节，这有利地优化了led串106的使用并且提供led串106的无闪烁操作。
36.在一些实施例中，转换器102可以被实现为升压转换器，并且转换器104可以被实现为降压转换器。例如，在一些实施例中，向led串106递送小于100w的功率，电压v
102
可以在例如100v和400v之间，并且转换器104以适合led串106的电平提供电压v
led
，诸如在30v和60v之间。在一些实施例中，将转换器102实现为升压并且将转换器104实现为降压可以有利地保持低电流i
102
(和相关的低频纹波)，并且可以有利地允许在不使用体积大、容量大的储能电容器的情况下实施电容器108。将转换器102和104分别实现为升压和降压转换器还可以有利地帮助符合将v
led
限制为60v的安全超低电压(selv)要求。
37.在一些实施例中，转换器102可以被实现为回扫转换器，它可以有利地提供与干线的隔离。与干线隔离可以有利地帮助符合电气安全标准，例如诸如iec60950、iec62368、iec61347-1。
38.图2示出了根据本发明的实施例的降压转换器200的示意图。降压转换器200包括功率晶体管202、接口(i/f)电路210、感测电阻器208、电感器204、和控制电路220。控制电路
220包括栅极驱动器218、零电流检测(zcd)电路212、触发器216、时钟电路214、跨导放大器(ota)222、电容器230、开关228、比较器224和参考发生器226。smps 104可以被实现为降压转换器200(例如其中节点n1接收电压v
102
作为v
in
)。
39.尽管led串106被示出为由降压转换器200驱动的负载，但在一些实施例中，代替led串或除了led串之外，其他负载可以由降压转换器200驱动。例如，在一些实施例中，负载106可以是可再充电电池。
40.如图2所示，在一些实施例中，功率晶体管202具有被连接至接地的源极端子，续流二极管206被连接至节点n1，并且负载106被附加至与电感器204串联的节点n1。这种配置可以有利地允许与驱动浮动电源开关相比，晶体管202的驱动更容易，并且允许控制电路220被称为接地，这可以有利地允许与灯控制(诸如远程开/关、调光电路等)的简化接口连接。
41.转换器202可以以连续导电模式(ccm)操作。在ccm模式下操作转换器202有利地允许输出电容器232的较低电容。使用较低电容可以有利地允许使用陶瓷电容器而不是电解电容器，这可以有利地导致转换器202的更高的可靠性和更低的寿命。在一些实施例中，输出电容器232可以被省略。
42.转换器202可以在断续导电模式(dcm)下操作，这可以有利地允许电流i
led
在轻负载下(例如在模拟调光期间)的良好准确性。如稍后将更详细地描述的，在一些实施例中，zcd电路212以名义上不变的控制方案(例如由方程11给出)实现dcm操作。
43.在正常操作期间(例如在ccm或dcm模式下)，当由时钟214递送的脉冲设置触发器216时，功率晶体管202被接通。当触发器216由比较器224重置时，功率晶体管202被关断，当电压vq等于电压vq
ref
时，比较器224跳闸。在一些实施例中，由时钟214递送的脉冲具有固定的切换周期ts。
44.递送给led串106的电流i
led
是电感器电流i
l
(t)的平均值，与操作模式无关。在功率晶体管202的接通时间t
on
期间流过功率晶体管202的电感器电流i
l
(t)的部分isw(t)通过感测电阻器208上的电压降vcs(t)被读取，并且被带到ota 222的非反相输入，其反相输入被连接至接地。
45.ota 222输出与vcs(t)成比例的电流iq(t)。例如，在一些实施例中，电流iq(t)可以由以下给出
46.iq(t)＝gm·
vcs(t)
ꢀꢀꢀ
(1)
47.其中gm是ota 222的跨导。
48.电流iq(t)在时间t
on
期间对积分电容器230进行充电。当功率晶体管202被关断时电容器230由开关228重置，并且在切换周期ts的剩余部分期间保持放电，使得vq在功率晶体管202下一次接通期间从0v开始斜升。
49.在正常操作期间，无论操作模式(ccm或dcm)如何，积分电容器230上产生的电压vq可以由以下给出
[0050][0051]
其中c
x
表示电容器230的电容，t
on
表示功率晶体管202被关断的时刻，并且rs表示感测电阻器208的电阻。
[0052]
当降压转换器200以ccm模式操作时，流过感测电阻器208的电流isw(t)可以由以
下给出
[0053][0054]
其中isw
ccm
(t)表示ccm模式下的电流isw(t)，i
led_ccm
表示ccm模式下的平均电流i
led
，并且l表示电感器204的电感。
[0055]
由方程2和3推断，在ccm模式下，电压vq可以由以下给出
[0056][0057]
如稍后将更详细地描述的，由于功率晶体管202的关断条件发生在vq
ccm
等于vq
ref
时，参考发生器226可以以生成参考电压vq
ref
的这种方式设计，以使电流i
led_ccm
与电压v
led
或输入电压v
in
无关(使得电流i
led_ccm
不会随电压v
led
或输入电压v
in
而变化)。例如，在一些实施例中，电流i
led_ccm
可以由以下给出
[0058][0059]
其中α是可能取决于内部固定参数的因数，诸如控制电路220内部的电阻器和/或(多个)参考电流。
[0060]
如方程5所图示的，在一些实施例中，i
led_ccm
可以由用户可选参数(例如外部电阻rs)和内部固定参数(c
x
、gm、ts、α)确定，并且不取决于led串106的电压v
led
，也不取决于输入电压v
in
或电感器204的电感l。
[0061]
当降压转换器200以dcm模式操作时，流过感测电阻器208的电流isw(t)可以由以下给出
[0062][0063]
其中isw
dcm
(t)表示dcm模式下的电流isw(t)。递送给led串106的电流i
led
可以由以下给出
[0064][0065]
其中i
led_dcm
表示dcm模式下的平均电感器电流i
led
，并且t
fw
表示退磁时间(例如由电压v
fw
指示)。
[0066]
将方程6代入方程2并且求解积分产量
[0067][0068]
其中vq
dcm
表示dcm模式下的电压vq。鉴于方程7，方程8可以被重写为
[0069][0070]
如稍后将更详细地描述的，由于功率晶体管202的关断条件发生在vq
ccm
等于vq
ref
时，参考发生器226可以以生成参考电压vq
ref
的这种方式设计，以使电流i
led_ccm
与电压v
led
或输入电压v
in
无关(使得电流i
led_dcm
不会基于电压v
led
或输入电压v
in
的变化而改变)。例如，在一些实施例中，电流i
led_dcm
可以由以下给出
[0071][0072]
这与方程5相同。因此，在一些实施例中，有利地，平均电流i
led
与降压转换器200的操作模式(ccm或dcm)无关，例如由以下给出
[0073]
一些实施例的优点包括允许在ccm模式或dcm模式下准确控制输出电流i
led
，同时仅监测流过功率晶体管202的电流isw(t)。因此，一些实施例有利地实现以低成本、低复杂性的方式准确控制输出电流i
led
，并且不会消耗过多的能量。例如，一些实施例有利地避免使用与电感器串联的电阻器来测量电感器电流i
l
。在一些实施例中，避免使用串联电阻器来测量电感器电流可以有利地降低功耗，避免使用具有大共模动态的差分感测和/或避免使用电平移位器。
[0074]
一些实施例的附加优点包括实现高输出电流(i
led
)准确性、对电感值l、操作模式(dcm或ccm模式)、输入电压v
in
和led串电压v
led
的不敏感。一些实施例有利地允许适应不同的v
led
设置而不需要外部校准或校正部件。
[0075]
在一些实施例中，控制电路220被实施在单个(例如单片)集成电路中，而元件202、204、206、208、210106被实施在集成电路外部(例如使得集成电路可以包括用于接收电压v
zcd
的退磁感测输入，例如如图2所示)。因此，一些实施例有利地允许用户通过改变外部组件(208)的电阻值rs来准确地控制电流i
led
。在一些实施例中，元件206和210被集成在集成电路外部的相同包装中，该集成电路包括控制电路220。在一些实施例中，元件202和/或204可以被集成在集成电路外部的相同包装中，该集成电路包括控制电路220。
[0076]
在一些实施例中，降压转换器200的电路可以以不同的方式集成。例如，在一些实施例中，元件202和/或204可以被集成在与元件206、210、212、214、216和218相同的包装中。在一些实施例中，接口电路210可以被实施在集成电路内部。在一些实施例中，元件106、202、204、206、208、210、212、214、216、218、222、224、226、228和230中的每个元件可以以离散方式实施。其他实施方式也是可能的。
[0077]
在一些实施例中，控制电路220包括参考发生器226、比较器224、开关228、电容器230、触发器216、时钟电路214和跨导放大器222。其他实施方式也是可能的。例如，在一些实施例中，参考发生器226的部分或全部可以被实施在控制电路220外部。
[0078]
在一些实施例中，电容器234可以是先前功率级的输出电容器。例如，在一些实施例中，电容器108被连接至节点n1，并且电容器234可以被省略。
[0079]
功率晶体管202可以被实现为金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)。功率晶体管202也可以以其他方式实施。例如，在一些实施例中，功率晶体管202可以被实现为氮化镓(gan)晶体管，或被实现为绝缘栅双极晶体管(igbt)。
[0080]
在一些实施例中，时钟214可以以常规方式实施，以生成固定频率的时钟信号vs(例如具有周期ts)以固定频率或以基本固定的频率操作降压转换器200有利地允许使用在低调光水平下减轻效率下降的优化电感器。
[0081]
接口电路210被配置为基于流过电感器204的电流i
l
生成电压v
zcd
。电压v
zcd
可以被用于感测电感器204的退磁时刻(例如通过zcd电路212)。
[0082]
在一些实施例中，zcd电路212被配置为感测在电流i
l
达到0ma时(在dcm模式下)发生的电感器204的浮动端子(功率晶体管202的漏极端子)的电压振铃的开始，并且产生指示退磁时间t
fw
的信号v
fw
。例如，在一些实施例中，zcd电路212包括用于接收电压v
zcd
的退磁感测输入，并且基于电压v
zcd
生成信号v
fw
，使得信号v
fw
在电感器204的退磁周期期间为高。在一些实施例中，zcd 212可以以常规方式实施。在一些实施例中，在ccm模式下，退磁时间t
fw
等于功率晶体管202关断时间t
off
。
[0083]
图3示出了根据本发明的实施例的接口电路300的示意图。接口电路210可以被实现为接口电路300。接口电路300包括电感器204的次级绕组304以及形成分压器的电阻器306和308。
[0084]
在一些实施例中，次级绕组304追踪功率晶体管202的漏极端子的电压，并且具有使得当功率晶体管202被接通时(在t
on
期间)其电压为负的极性。
[0085]
如图3所示，接口电路300基于流过电感器204的电流i
l
生成电压v
zcd
。电压v
zcd
可以被用于感测电感器204的退磁时刻(例如通过zcd电路212)。
[0086]
图4示出了根据本发明的实施例的接口电路400的示意图。接口电路210可以被实现为接口电路400。接口电路400包括dc阻挡电容器404(例如被连接至功率晶体管202的漏极端子)以及形成分压器的电阻器406和408。与接口电路300类似，电压v
zcd
可以被用于感测电感器204的退磁时刻(例如通过zcd电路212)。
[0087]
图5示出了根据本发明的实施例的zcd电路500的示意图。zcd电路212可以被实现为zcd电路500。zcd电路500包括触发器504、比较器502、或门506和低通滤波器512(包括电阻器510和电容器508)。低通滤波器512和比较器502形成负倒数检测器。
[0088]
在一些实施例中，zcd电路500可以被用于确定从功率晶体管202关断到电流i
l
达到0ma(在dcm模式下)的退磁时间t
fw
。例如，如图5所示，zcd电路500通过监测电压v
zcd
(例如由接口电路300或400生成)来感测功率晶体管202的浮动端子(漏极)的电压振铃的开始，该电压振铃发生在电感器电流i
l
归零时。因此，在一些实施例中，电压v
fw
在电流i
l
达到零时被重置(例如重置到逻辑低)，并且在功率晶体管202被接通时(例如根据信号vs)被设置(例如设置到逻辑高)。例如，在一些实施例中(例如如图5所示)，由于比较器502的反相输入接收电压v
zcd
，并且非反相输入接收由低通滤波器512滤波并且向下偏移偏移v
th
的电压v
zcd
，当v
zcd
经历负缘时，低通滤波器512的输出滞后，并且当它们的差异超过v
th
时，比较器502触发，从而重置触发器504。在一些实施例中，在ccm模式下，退磁时间t
fw
等于功率晶体管202关断时间t
off
。
[0089]
在一些实施例中，偏移v
th
可以是恒定的偏移电压，诸如25mv。其他电压(例如高于25mv，诸如30mv或更高，或者低于25mv，诸如20mv或更低)也可以被使用。
[0090]
图6示出了根据本发明的实施例的参考发生器600。参考发生器226可以被实现为参考发生器600。参考发生器600包括电流源602、开关604和608、电阻器606、电容器614、或门610和与门612。如图6所示，参考发生器600可以由信号vq和(例如来自触发器216)以及信号v
fw
(例如来自zcd 212)控制。
[0091]
图7示出了根据本发明的实施例的与用参考发生器600实施并且在ccm模式下操作的降压转换器200相关联的波形700。
[0092]
如图6和图7中可以看到的，在ccm模式期间，开关608在时钟vs的每个时钟循环保
持闭合，如信号v
608
所示。开关604在功率晶体管202被闭合时闭合，并且在功率晶体管202断开时断开，如信号vq所示。假设时间常数r
t
·ct
远大于切换周期ts(例如大10倍或更多)，使得叠加在电压vq
ref
的dc值上的电压纹波可以忽略不计，则vq
ref
可以由以下给出
[0093][0094]
其中r
t
表示电阻器606的电阻，c
t
表示电容器614的电容，并且i
ch
表示由电流源602生成的电流。
[0095]
基于方程4和12，在一些实施例中，电流i
led_ccm
可以由以下给出
[0096][0097]
其中α由以下给出
[0098]
α＝i
ch
·rt
ꢀꢀꢀ
(14)
[0099]
图8示出了根据本发明的实施例的与用参考发生器600实施并且在dcm模式下操作的降压转换器200相关联的波形800。
[0100]
从图6和图8中可以看出的，在dcm模式期间，开关608仅在电感器电流i
l
大于零时闭合(在时间间隔t
on
+t
fw
期间)，并且在切换周期ts的剩余部分期间断开，如信号v
608
所示。开关604在功率晶体管202被闭合时闭合，并且在功率晶体管202断开时断开，如信号vq所示。假设时间常数r
t
·ct
远大于切换周期ts，则vq
ref
可以由以下给出
[0101][0102]
基于方程9和15，在一些实施例中，电流i
led_dcm
可以由以下给出
[0103][0104]
其中α由方程14给出。如所示，方程13和16是相同的，从而导致与降压转换器200的操作模式(ccm、dcm)的平均电流i
led
的控制方案无关，在一些实施例中，该平均电流i
led
由方程10和14捕获。
[0105]
在一些实施例中，如方程10和14中可以看到的，平均电流i
led
可能仅取决于电阻rs(可以是用户可选择的)和内部固定参数i
ch
、r
t
、c
x
、gm和ts，而不取决于电压v
led
或v
in
或者电感l，而与操作模式(ccm、dcm)无关。一些实施例有利地通过匹配电流i
ch
和跨导gm(这可能取决于相同的(或匹配的)电阻器(未示出))，并且通过生成时钟vs以使它具有固定周期ts(该固定周期ts基于与r
t
和c
x
匹配的内部电阻器和电容器(未示出))来实现对平均电流i
led
的高准确性控制。
[0106]
在一些实施例中，开关604可以被省略，例如通过使用信号vq控制电流源602的使能输入或通过将电流源602实现为由信号vq控制的电压控制的电流源。
[0107]
如图2所图示的，包括开关228和电容器230的可重置集成电路形成充电模式控制核心，其中vq与在接通时间t
on
期间的切换周期中降压转换器200从输入v
in
汲取的电荷成比例。当降压转换器200以ccm模式和固定频率(恒定ts)操作时，充电模式控制核心可能表现出次谐波不稳定性问题。
[0108]
在一些实施例中，当电感器电流i
l
的峰值到峰值纹波高于电流i
l
的平均值的两倍
时，降压转换器200从ccm模式过渡到dcm模式，这可以有利地帮助解决降压转换器200以ccm模式操作时的次谐波不稳定性问题。
[0109]
在一些实施例中，当电感器电流i
l
的峰值到峰值纹波高于电流i
l
的平均值的两倍时，从ccm模式过渡到dcm模式可能导致功率晶体管202的占空比小于50％。在一些实施例中，高于50％的占空比(因此，v
led
高于v
in_min
/2)是可能的，同时通过使用斜率补偿实现无条件稳定的充电模式控制环路。例如，图9示出了根据本发明的实施例的控制电路900的示意图。控制电路900包括参考发生器926、比较器224、电流源904、开关228、触发器216、栅极驱动器218、积分电容器230和跨导放大器222。参考发生器926包括电流发生器902和602、开关604和608、电阻器606、电容器614、或门610以及与门612。控制电路220可以被实现为控制电路900。
[0110]
如图9所示，积分电容器230由电流iq和i
sc
之和充电。在一些实施例中，电流i
sc
被选择以满足条件
[0111][0112]
以使充电模式控制环路无条件稳定。
[0113]
在ccm模式下，电流i
led_ccm
可以由以下给出
[0114]
其中i
sc
表示由电流发生器904生成的电流。在一些实施例中，电流i
sc
与电流i
ch
匹配，这可以有利地减少或消除由电流i
led
表现出的准确性降低。在一些实施例中，电流ik可以被选择以满足条件
[0115]
这可以有利地使i
led_ccm
由方程13给出，同时仍实现斜率补偿。在一些实施例中，电流发生器902和904始终是活动的，并且方程18也适用于dcm模式。
[0116]
在一些实施例中，由于电流发生器902与电流发生器602并联，所以电流发生器902可以被省略，并且由发生器602生成的电流可以被增加ik以实现相同的结果。在一些这种实施例中，方程16可以通过将i
ch
替代为(i
ch-ik)来修改。
[0117]
在一些实施例中，降压转换器200使用固定关断时间(fot)pwm调制。利用fot pwm调制，在切换周期中，当电流i
l
达到预定值时，功率晶体管202被关断，并且在预定的固定时间间隔t
off
(例如由定时器电路确定)之后，功率晶体管202被重新接通。通过控制电流i
l
的峰值，使用fot可以有利地用ccm操作实现对平均电感器电流i
led
的控制。当降压转换器200在ccm模式下操作时，通过使充电模式控制环路无条件稳定，使用fot pwm调制可以有利地帮助解决次谐波不稳定性问题。
[0118]
在一些实施例中，fot准固定频率(fot-qff)调制。fot-qff基于测量t
on
并且基于t
on
缓慢调制t
off
，使得t
on
和t
off
之和恒定或基本恒定。在一些实施例中，当降压转换器200在ccm模式下操作时，通过使充电模式控制环路无条件稳定同时保持操作频率基本固定，使用fot-qff调制可以有利地帮助解决次谐波不稳定性问题。例如，图10示出了根据本发明的实施例的时钟电路1000的示意图。时钟电路214可以被实现为时钟电路1000，并且可以被用于
用fot-qff调制操作降压转换器200。
[0119]
图11示出了根据本发明的实施例的与时钟电路1100相关联的波形1100。图10和图11可以被一起理解。
[0120]
从图10可以看出，假设时间常数r
osc
·cosc
远大于切换周期ts(例如大10倍或更多)，电压参考v
th_ramp
可以由以下给出
[0121][0122]
其中，i
osc
表示由电流发生器1002生成的电流，并且r
osc
表示电阻器1004的电阻。由于t
off
可以由与v
th_ramp
交叉的电压v
ramp
确定，那么
[0123][0124]
其中cr表示电容器1008的电容，并且ir表示由电流发生器1010生成的电流。通过方程21，推断出切换周期ts可以由以下给出
[0125]
在一些实施例中，由于调整t
off
的机制以远大于切换周期ts的时间常数r
osc
·cosc
响应扰动，所以fot-qff控制系统的动态基本上类似于fot控制系统的动态。
[0126]
在一些实施例中，将r
t
和c
x
与r
osc
和c
osc
匹配有利地允许准确控制平均电流i
led
。
[0127]
一些实施例允许以连续方式改变电流i
led
的调节设定点(模拟调光)。在一些实施例中，模拟调光是通过降低电流i
ch
来实现的。例如，图12示出了根据本发明的实施例的参考发生器1200的示意图。参考发生器226可以被实现为参考发生器1200。
[0128]
参考发生器1200以与参考发生器600类似的方式操作。然而，参考发生器1200包括用于从参考电流i
ch
减去电流i
dim
的电流发生器1202。因此，在一些实施例中，平均电流i
led
可以由以下给出
[0129][0130]
其中i
dim
表示由电流发生器1202生成的电流。如方程23所示，电流i
led
可以被降低到零(通过使i
dim
等于i
ch
)。在一些实施例中，调光可以通过改变电流i
ch
并且省略电流i
dim
来实现。
[0131]
在一些实施例中，电流源1202可以是电压控制的电流源，它基于电压v
dim
生成电流i
dim
，并且电压v
dim
例如从控制电路(例如220)的输入端子来接收。
[0132]
在一些实施例中，参考发生器926可以被修改为以与图12所示的类似方式包括电流源1202。
[0133]
在一些实施例中，调光可以通过增加切换周期ts来实现。在一些实施例中，调光可以通过增加切换周期ts和调整电流i
dim
来实现，这可以有利地允许在i
dim
的有限偏差的情况下进行更深的调光。
[0134]
回顾图2，从电压vq等于vq
ref
的时间到功率晶体管202被关断的时间的传播延迟δt可能不是微不足道的。将关断功率晶体管202延迟δt可能导致电流i
led
大于例如方程11和23所预测的。额外的电感器电流i
l
(作为功率晶体管202接通的附加时间δt的结果而生成)
可能取决于施加的v
in-v
led
，因此，引入了对v
in
和v
led
的相关性。例如，假设功率晶体管202的关断条件发生在时间t
202_off
＝t
on-δt时，那么可以将vq
ref_202_off
在时间t
202_off
的值计算为：
[0135][0136]
并且i
led
(在ccm模式下)可以由以下给出
[0137][0138]
其中i
led0
表示由例如方程13确定的平均电流i
led
。
[0139]
在一些实施例中，电压前馈被用于补偿传播延迟δt。例如，在一些实施例中，电压前馈电路可以基于从接口电路210接收的电压v
zcd
注入电流i
ff
，以与电流isw相加。例如，图13示出了根据本发明的实施例的被耦合至接口电路300的控制电路1300的一部分的示意图。控制电路1300包括二极管1302、电流镜1304、电流发生器1306、电阻器1308和跨导放大器222。控制电路220可以被实现为控制电路1300。
[0140]
在ccm模式下，在功率晶体管202的接通时间t
on
期间，次级绕组304上的电压v
304
可以由以下给出
[0141][0142]
其中n表示电感器204的匝数与次级绕组304的匝数之间的匝数比。
[0143]
电流i
zcd
可以由以下给出
[0144][0145]
其中r
306
表示电阻器306的电阻。
[0146]
如元件1304和1306所示，电流i
zcd
被镜像以生成电流i
ff
，这导致偏移v
1308
可以由以下给出
[0147]v1308
＝r
1308
·iff
ꢀꢀꢀ
(28)
[0148]
其中r
1308
表示电阻器1308的电阻。因此，v
qref_202_off
可以由以下给出
[0149][0150]
并且电流i
led
可以由以下给出
[0151][0152]
在一些实施例中，r
306
被选择为
[0153][0154]
以使i
led
等于i
led0
，因此有利于补偿传播延迟δt。当降压转换器200在dcm模式下操作时，相同的结果也有利地适用。
[0155]
如图13所示，接口电路210可以被实现为接口电路300。其他实施方式也是可能的。例如，图14示出了根据本发明的实施例的被耦合至接口电路400的控制电路1300的一部分的示意图。
[0156]
在ccm模式下，在功率晶体管202的接通时间t
on
期间，dc阻挡电容器404上的电压v
404
可以由以下给出
[0157]v404
＝-(v
in-v
led
)
ꢀꢀꢀ
(32)
[0158]
并且电流i
zcd
可以由以下给出
[0159][0160]
其中r
406
表示电阻器406的电阻。
[0161]
方程28至30类似地适用于图14的电路。在一些实施例中，r
406
被选择为
[0162][0163]
以使i
led
等于i
led0
，因此有利于补偿传播延迟δt。当降压转换器200在dcm模式下操作时，相同的结果也有利地适用。
[0164]
一些实施例的优点包括使照明工程师能够以更少的努力和更低的成本设计led灯驱动器，该led灯驱动器满足市场和监管要求。
[0165]
图15和图16示出了根据本发明的实施例的与降压转换器200相关联的仿真结果。仿真的降压转换器200用包括参考发生器226(被实现为参考发生器1200)的控制电路220实施，该参考发生器226包括实现为时钟电路1000的时钟电路214并且如图13所示实施的电压前馈电路。仿真的降压转换器200被设计为接收108v和132v之间的v
in
，生成30v和90v之间的电压v
led
，产生为1a的输出电流i
led
，并且调光范围在5％和100％之间，切换周期ts为7.5μs，其中电感器204的电感l为200μh，其中输出电容器232的电容为2.2μf，并且其中电阻器208的感测电阻rs为0.2ω。仿真的降压转换器200的其他参数包括1μa的电流i
ch
、4mω的电阻r
t
、分别为50pf和20pf的c
t
和c
x
的电容、50μs的跨导gm和1/100a/a的调光增益。
[0166]
图15图示了根据实施例的在i
led
的5％至100％范围内由方程23针对最小v
led
(30v)标称v
led
(60v)和最大v
led
(90v)捕获的测量关系。图16图示了根据实施例的在i
led
的5％至100％范围内的v
led
的最小到最大变化的i
led
的偏差。如图15和图16所示，i
led
和i
dim
之间的关系是非常线性的，并且i
led
对v
led
的敏感度小于2％，这在一些实施例中可能是有利的。
[0167]
在电流i
ch
固定的一些实施例中，可以从方程13和16导出
[0168][0169]
其中，β是常数。因此，在一些实施例中，电流i
led
与固定的内部生成的电流i
ch
成比例，其中比例系数β可以由用户通过选择电阻rs的值来设置。如先前所示，电流i
led
的调节可以通过仅测量电感器电流i
l
的一部分(流过功率晶体管202的部分)，并且基于功率晶体管202的接通(t
on
)和关断(t
off
)时间(在ccm模式下)以及基于功率晶体管202的时间(t
on
)和续流时间(t
fw
)(在dcm模式下)重构丢失的部分来实现。。在一些实施例中，功率晶体管202的接通和关断时间以及续流时间t
fw
的信息被编码在信号vq、和v
fw
中，并且被用于控制参考发生器226的开关(例如开关604、608))以及控制电路的其他开关(例如开关228、1012、1014)。
[0170]
如图2和图6所图示的，在一些实施例中，开关604可以由信号vq控制，并且开关608可以由信号v
q or(和v
fw
)控制以实现恒定的平均电流i
l
，例如被用于led驱动或电池充电(例如通过用可再充电电池替代led串106)。
[0171]
发明人认识到改变控制电路220的一些开关(例如开关604、608)的控制逻辑可以允许在不同于降压转换器的拓扑中使用控制电路220和/或用于调节电流以外的目的。例如，在一些实施例中，通过改变开关604和608的控制逻辑，平均电感器电流i
led
(或它的一部分)可以在其他拓扑(例如升压、降压-升压)中被控制，以服务于不同的目的。
[0172]
发明人还认识到，在一些实施例中，电流i
ch
或i
dim
可以由外部反馈环路控制，例如以调节转换器的输出电压(非隔离的或隔离的)。因此，一些实施例使用单个误差放大器实现平均电流模式控制方案。
[0173]
图17至图23示出了根据本发明的实施例的开关转换器的示意图。
[0174]
图17示出了根据本发明的实施例的ccm/dcm升压pfc转换器1700的示意图。升压转换器1700包括控制电路1720、功率晶体管202、二极管1710、输出电容器1712、电感器204、分压器1706、接口电路210、频率补偿电路1704以及电阻器208、1712和1714。在一些实施例中，升压转换器1700基于参考电压v
ref
来调节输出电压v
out
。
[0175]
如图17所示，当参考发生器226被实现为参考发生器600时，控制电路1720以与控制电路220类似的方式操作。然而，控制电路1720使用基于输出电压v
out
和输入电压v
1701
的控制环路而不是使用电流发生器602来动态地控制电流i
ch
。
[0176]
在正常操作期间，节点n
1701
接收整流ac信号v
1701
。乘法电路1708接收电压v
1706
(从电压v
1701
缩放)和电压v
1702
(来自误差放大器1702)，并且生成电流i
ch
，该电流i
ch
可以由以下给出
[0177]ich
＝v
1702
·v1706
ꢀꢀꢀ
(36)
[0178]
因此，在一些实施例中，电流i
ch
被整形为整流正弦曲线。由于流过电感器204的电流i
ch
可以由以下给出
[0179]il
＝β
·ich
ꢀꢀꢀ
(37)
[0180]
误差放大器1702调制电流i
ch
以使v
fb
等于v
ref
，从而将电压v
out
调节到基于参考电压v
ref
的目标电压。
[0181]
频率补偿电路1704向误差放大器1702提供频率补偿，并且可以以本领域已知的任何方式来实施。
[0182]
乘法电路1708被配置为乘以(例如以模拟方式)信号v
1702
和v
1706
，并且产生与这种乘法的结果成比例的电流。乘法电路1708可以以本领域已知的任何方式来实施。
[0183]
如图17所示，一些实施例的优点包括使用单个误差放大器来调节平均电流以及输出电压(与两个误差放大器相反，每个误差放大器都具有它自己的频率补偿)。例如，在一些实施例中，平均电容器614可以被使用而不是误差放大器以实现平均电流模式控制，有利地简化控制方案。在一些实施例中，电流环路由平均电容器614补偿。
[0184]
图18示出了根据本发明的实施例的ccm/dcm升压转换器1800的示意图。升压转换器1800包括控制电路1820、功率晶体管202、二极管1710、输出电容器1712、电感器204、接口电路210和电阻器208。在一些实施例中，升压转换器1800调节电流i
led
，以例如驱动led串或对电池进行再充电，同时保持电压v
led
高于电压v
in
。在一些实施例中，电压v
in
可以是电压v
102
(例如从转换器102接收的)。
[0185]
如图18所示，当参考发生器226被实现为参考发生器600时，控制电路1820以与控制电路220类似的方式操作。然而，控制电路1820用信号v
fw
而不是使用信号v
608
控制开关
608。
[0186]
图19示出了根据本发明的实施例的ccm/dcm降压升压转换器1900的示意图。降压升压转换器1900包括控制电路1820、功率晶体管202、二极管1710、输出电容器1712、电感器204、接口电路210和电阻器208。在一些实施例中，降压升压转换器1900调节电流i
led
，以例如驱动led串或对电池进行再充电。在一些实施例中，电压v
in
可以是电压v
102
(例如从转换器102接收的)。
[0187]
如图19所示，通过改变二极管1710、电容器1712和负载106被连接的方式，相同的控制电路1820可以被用于降压升压操作。
[0188]
图20示出了根据本发明的实施例的ccm/dcm回扫转换器2000的示意图。回扫转换器2000包括控制电路1820、功率晶体管202、二极管1710、输出电容器1712、变压器2000、接口电路210和电阻器208。在一些实施例中，回扫转换器2000调节电流i
led
，以例如驱动led串或对电池进行再充电。在一些实施例中，电压v
in
可以是电压v
102
(例如从转换器102接收的)。
[0189]
如图20所示，通过用变压器2002替代电感器204，并且改变二极管1710、电容器1712和负载106被连接的方式，相同的控制电路1820可以被用于降压升压操作。
[0190]
图21示出了根据本发明的实施例的隔离式ccm/dcm回扫pfc转换器2100的示意图。回扫转换器2100包括控制电路2120、功率晶体管202、二极管1710、输出电容器1712、变压器2002、分压器1706、接口电路210、反馈电路2102和电阻器208。反馈电路2102包括光电耦合器2104和分路调节器2106(例如可调整的精密齐纳分路调节器)。在一些实施例中，回扫转换器2100基于分路调节器2106上的电压来调节输出电压v
out
。
[0191]
如图21所示，控制电路2120以与控制电路1720类似的方式操作。然而，控制电路2120基于反馈电流i
fb
生成电流i
ch
，该反馈电流i
fb
由光电耦合器2104基于输出电压v
out
来生成。与控制电路1720类似，电流i
ch
可以被整形为整流正弦曲线。
[0192]
如图21所示，在一些实施例中，开关604和608始终是闭合的。因此，在一些实施例中，开关604和608可以被省略。
[0193]
转换器2100可以被用于例如高功率应用(例如200w或更高)。在一些实施例中，转换器2100可以被用于街道照明应用。
[0194]
图22示出了根据本发明的实施例的隔离式ccm/dcm回扫pfc转换器2200的示意图。回扫转换器2200包括控制电路2220、功率晶体管202、二极管1710、输出电容器1712、变压器2002、接口电路210、反馈电路2102和电阻器208。如所示，回扫转换器2200包括次级反馈环路，该次级反馈环路包括反馈电路2102。在一些实施例中，回扫转换器2100调节输出电压v
out
，其中输出电压v
out
的目标电压基于分路调节器2106的调节设定点(分路调节器2106上的电压)来设置。在一些实施例中，回扫转换器2200调节电流i
l
，以例如驱动led串或者对电池进行再充电。在一些实施例中，电压v
in
可以是电压v
102
(例如从转换器102接收的)。
[0195]
如图22所示，控制电路2220以与控制电路2120类似的方式操作。然而，控制电路2220从电流i
ch
减去电流i
fb
，而不是基于将基于电流i
fb
的电压乘以整流ac电压v
1701
来调制电流i
ch
。因此，在一些实施例中，模拟调光可以通过改变电流i
fb
的设定点来实现。
[0196]
图23示出了根据本发明的实施例的隔离式正向转换器2300的示意图。正向转换器2300包括控制电路2320、功率晶体管202、二极管1710和2312、电感器2312、输出电容器1712、变压器2002、接口电路210、反馈电路2102和电阻器208。如所示，正向转换器2300包括
次级反馈环路，该次级反馈环路包括反馈电路2102。在一些实施例中，正向转换器2300调节输出电压v
out
，其中输出电压v
out
的目标电压基于分路调节器2106的调节设定点来设置。在一些实施例中，电压v
in
可以是电压v
102
(例如从转换器102接收的)。
[0197]
如图23所示，控制电路2320以与控制电路2220类似的方式操作。然而，控制电路2320用电压v
608
而不是使用信号v
fw
控制开关608。
[0198]
如例如图22和图23所示，在一些实施例中，仅电压环路(例如包括反馈电路2102)被频率补偿，而电流环路通过平均电容器614来补偿。
[0199]
一些实施例的优点包括与使用两个嵌套环路(每个都需要频率补偿)的常规的平均电流模式控制方法相比，使用单环路系统。使用单环路系统可以有利地导致更简单且成本更低的实施方式。
[0200]
一些实施例的附加优点包括更多的通用性，因为一些实施例可以控制整个电感器电流i
l
或者仅它的一部分，这可以有利地允许将一些实施例用于各种目的(例如控制输出电压v
led
)。
[0201]
本发明的示例实施例在此处概述。其他实施例也可以从本说明书的全部内容以及本文提交的权利要求理解。
[0202]
示例1.一种控制电路，包括：驱动器，具有被配置为被耦合至第一晶体管的控制端子的输出；第一触发器，具有被耦合至驱动器的输入的第一输出以及被配置为接收时钟信号的第一输入，其中第一触发器被配置为在第一触发器的第一输出处产生第一信号；第一比较器，具有被耦合至第一触发器的第二输入的输出、被配置为接收第一电压的第一输入以及被配置为接收第二电压的第二输入；跨导放大器，具有被配置为接收指示流过第一晶体管的电流路径的电流的感测电压的第一输入、被配置为接收参考电压的第二输入以及被耦合至第一比较器的第一输入的输出；积分电容器，被耦合至跨导放大器的输出和第一比较器的第一输入；第一开关，跨积分电容器耦合，第一开关具有被配置为接收第二信号的控制端子，该第二信号是第一信号的反相版本；过零检测电路，具有被配置为被耦合至第一晶体管的第一电流路径端子和电感器的输入，其中过零检测电路被配置为基于过零检测电路的输入来检测电感器的退磁时间，并且基于所检测到的退磁时间来产生第三信号；以及参考发生器，被配置为基于第一信号和第三信号来生成第二电压。
[0203]
示例2.根据示例1的控制电路，其中参考发生器包括：输出端子，被配置为递送第二电压；平均电容器，被耦合至参考发生器的输出端子；第二开关，具有被配置为接收第一电流的第一端子、被耦合至参考发生器的输出端子的第二端子以及被配置为接收第一信号的控制端子；第三开关，具有被耦合至第二开关的第二端子的第一端子以及被配置为接收参考电压的第二端子以及被配置为基于第三信号来驱动的控制端子；以及第一电阻器，被耦合在第二开关的第二端子与第三开关的第一端子之间。
[0204]
示例3.根据示例1或2中的一个示例的控制电路，其中第三开关的控制端子被配置为接收第三信号。
[0205]
示例4.根据示例1至3中的一个示例的控制电路，其中参考发生器还包括：或门，具有被耦合至第三开关的控制端子的输出以及被配置为接收第一信号的第一输入；以及与门，具有被配置为接收第二信号的第一输入、被配置为接收第三信号的第二输入以及被耦合至或门的第二输入的输出。
[0206]
示例5.根据示例1至4中的一个示例的控制电路，还包括：第一电流发生器，被耦合至第二开关的第一端子，并且被配置为吸收第二电流。
[0207]
示例6.根据示例1至5中的一个示例的控制电路，其中跨导放大器被配置为将来自跨导放大器的输出的第一电流注入到积分电容器中，第一电流基于感测电压，控制电路还包括第一电流发生器，第一电流发生器被配置为将第二电流注入到积分电容器中。
[0208]
示例7.根据示例1至6中的一个示例的控制电路，其中过零检测电路包括：第一端子，被配置为经由接口电路被耦合至第一晶体管的第一电流路径端子；第二比较器，具有被耦合至第一端子的第一输入以及经由低通滤波器被耦合至第一端子的第二输入；以及第二触发器，具有被配置为接收第二信号的第一输入、被耦合至第二比较器的输出的第二输入以及被配置为递送第三信号的输出。
[0209]
示例8.根据示例1至7中的一个示例的控制电路，还包括：电压前馈电路，包括电流镜，该电流镜被配置为基于流过接口电路的第二电流来将第一电流注入到跨导放大器的第一输入中，该接口电路被耦合至第一晶体管的第一电流路径端子和电感器。
[0210]
示例9.根据示例1至8中的一个示例的控制电路，其中第一触发器的第一输入对应于设置输入，并且其中第一触发器的第二输入对应于重置输入。
[0211]
示例10.根据示例1至9中的一个示例的控制电路，其中跨导放大器的第一输入被耦合至感测电阻器的第一端子，感测电阻器具有被配置为接收参考电压的第二端子。
[0212]
示例11.根据示例1至10中的一个示例的控制电路，还包括：时钟电路，具有被耦合至第一触发器的第一输入的输出。
[0213]
示例12.根据示例1至11中的一个示例的控制电路，其中时钟电路包括：第二开关，具有被配置为接收第二信号的控制端子、被配置为接收振荡器电流的第一端子以及第二端子；第一电阻器，被耦合至第二开关的第二端子；第二电容器，被耦合至第一电阻器；第二比较器，具有被耦合至第二开关的第二端子的第一输入、第二输入以及被耦合至第一触发器的第一输入的输出；第三电容器，被耦合至第二比较器的第二输入；第一电流发生器，被耦合至第三电容器和第二比较器的第二输入；以及第三开关，具有被耦合至第一电流发生器的第一端子、被配置为接收参考电压的第二端子以及被配置为接收第一信号的控制端子。
[0214]
示例13.根据示例1至12中的一个示例的控制电路，其中时钟电路具有固定频率。
[0215]
示例14.根据示例1至13中的一个示例的控制电路，其中控制电路被集成在单个集成电路中。
[0216]
示例15.根据示例1至14中的一个示例的控制电路，其中驱动器是栅极驱动器，并且其中第一晶体管是功率金属氧化物半导体场效应晶体管(mosfet)或gan晶体管，具有被耦合至栅极驱动器的输出的控制端子。
[0217]
示例16.一种方法，包括：基于时钟信号来接通第一晶体管，其中第一晶体管的电流路径被耦合至电感器；基于流过第一晶体管的电流路径的电流来生成感测电流；利用积分电容器对感测电流进行积分，以生成第一电压；将第一电流注入到平均电容器中，以生成第二电压；当第一电压变得高于第二电压时，关断第一晶体管；以及当第一晶体管关断时，对积分电容器进行放电。
[0218]
示例17.根据示例16的方法，还包括：基于流过第一晶体管的电流路径的电流来生成感测电压，其中生成感测电流包括：使用跨导放大器基于感测电压来生成感测电流。
[0219]
示例18.根据示例16或17中的一个示例的方法，其中将第一电流注入到平均电容器中包括：当第一晶体管被关断时，闭合第一开关，以及当第一晶体管被接通时，断开第一开关。
[0220]
示例19.根据示例16至18中的一个示例的方法，还包括：检测电感器的退磁时间；以及基于所检测到的退磁时间来控制第二开关，该第二开关经由第一电阻器被耦合至第一开关。
[0221]
示例20.根据示例16至19中的一个示例的方法，还包括：基于第一电流来调节流过被耦合至电感器的负载的平均输出电流。
[0222]
示例21.根据示例16至20中的一个示例的方法，其中平均输出电流与第一电流成比例。
[0223]
示例22.根据示例16至21中的一个示例的方法，还包括：基于第一电流来调节跨被耦合至电感器的负载的输出电压。
[0224]
示例23.一种开关转换器，包括：功率晶体管；感测电阻器，被耦合至功率晶体管的电流路径；电感器，被耦合至功率晶体管的电流路径；驱动器，具有被耦合至功率晶体管的控制端子的输出；触发器，具有被耦合至驱动器的输入的第一输出以及被配置为接收时钟信号的第一输入，其中触发器被配置为在触发器的第一输出处产生第一信号，并且其中触发器被配置为使功率晶体管基于时钟信号、使用第一信号来接通；第一比较器，具有被耦合至触发器的第二输入的输出、被配置为接收第一电压的第一输入以及被配置为接收第二电压的第二输入，其中触发器被配置为使功率晶体管基于第一比较器的输出、使用第一信号来关断；跨导放大器，具有被耦合至中间节点的第一输入、被配置为接收参考电压的第二输入以及被耦合至第一比较器的第一输入的输出，该中间节点被耦合在功率晶体管的电流路径与感测电阻器之间；积分电容器，被耦合至跨导放大器的输出和第一比较器的第一输入；第一开关，被耦合至积分电容器，该第一开关被配置为当功率晶体管关断时对积分电容器进行放电；过零检测电路，具有被耦合至功率晶体管的电流路径和电感器的输入，其中过零检测电路被配置为基于过零检测电路的输入来检测电感器的退磁时间，并且基于所检测到的退磁时间来产生第二信号；以及参考发生器，被配置为基于第一信号和第二信号来生成第一电压。
[0225]
示例24.根据示例23的开关转换器，还包括：变压器，包括被磁性耦合至第二绕组的第一绕组，该第一绕组是电感器。
[0226]
示例25.根据示例23或24中的一个示例的开关转换器，还包括：二极管，被耦合在电感器的第一端子与电源端子之间；以及第一电容器，被耦合在电感器的第二端子与电源端子之间。
[0227]
示例26.根据示例23至25中的一个示例的开关转换器，还包括：次级绕组，被磁性耦合至电感器；以及分压器，被耦合在次级绕组与过零检测电路的输入之间。
[0228]
示例27.根据示例23至26中的一个示例的开关转换器，还包括：第一电容器，被耦合至电感器；以及分压器，被耦合在第一电容器与过零检测电路的输入之间。
[0229]
示例28.根据示例23至27中的一个示例的开关转换器，其中开关转换器被配置为基于流过电感器的平均输出电流来以连续导电模式(ccm)或断续导电模式(dcm)操作。
[0230]
示例29.一种发光二极管(led)灯驱动器，包括：输出端子，被配置为被耦合至led
串；第一开关转换器，被配置为接收ac电压，并且在第一电源端子处从ac电压生成dc电压；以及第二开关转换器，被配置为接收dc电压并且将调节电流递送给led串，该第二开关转换器包括：功率晶体管；感测电阻器，被耦合至功率晶体管的电流路径；电感器，被耦合至功率晶体管的电流路径和输出端子；二极管，被耦合在电感器与第一电源端子之间；触发器，具有被耦合至功率晶体管的控制端子的第一输出以及被配置为接收时钟信号的第一输入，其中触发器被配置为在触发器的第一输出处产生第一信号，并且其中触发器被配置为使功率晶体管基于时钟信号、使用第一信号来接通；第一比较器，具有被耦合至触发器的第二输入的输出、被配置为接收第一电压的第一输入以及被配置为接收第二电压的第二输入，其中触发器被配置为使功率晶体管基于第一比较器的输出、使用第一信号来关断；跨导放大器，具有被耦合至中间节点的第一输入、被耦合至第二电源端子的第二输入以及被耦合至第一比较器的第一输入的输出，该中间节点被耦合在功率晶体管的电流路径与感测电阻器之间；积分电容器，被耦合至跨导放大器的输出和第一比较器的第一输入；第一开关，被耦合至积分电容器，该第一开关被配置为当功率晶体管关断时对积分电容器进行放电；过零检测电路，具有被耦合至功率晶体管的电流路径和电感器的输入，其中过零检测电路被配置为基于过零检测电路的输入来检测电感器的退磁时间，并且基于所检测到的退磁时间来产生第二信号；以及参考发生器，被配置为基于第一信号和第二信号来生成第一电压。
[0231]
示例30.根据示例29的led灯驱动器，其中第一开关转换器是功率因数校正(pfc)开关转换器。
[0232]
示例31.根据示例29或30中的一个示例的led灯驱动器，其中第二电源端子被耦合至接地。
[0233]
虽然本发明已经参照说明性实施例描述，但是该描述并不旨在以限制意义来解释。在参照描述时，说明性实施例的各种修改和组合以及本发明的其他实施例对于本领域技术人员来说是显而易见的。因此，所附权利要求旨在涵盖任何这种修改或实施例。