1.本发明涉及混合信号领域，特别是涉及一种基于压控振荡器的模数转换器及模数转换方法。
背景技术：
：：2.伴随着计算机、dsp(digitalsignalprocess，数字信号处理)、微电子等电子通信领域技术的发展，集成电路和集成系统的设计及应用已经渗透到军事和民用领域的各个角落，高性能的集成系统的推出依赖于数据采集模块，模数转换器(analog-to-digitalconverter，adc)作为数据采集模块的基本形式之一，决定了对外界数据进行采集的过程的速度和精度，是完成信号传递到数字处理系统的必要组成单元。随着soc(systemonchip)数模混合系统性能的提升，系统对adc/dac(discretionaryaccesscontrol，数字模拟转换器)成本和性能的要求越来越高。基于vco的adc设计逐渐受到人们的关注，因为这种adc架构主要由数字模块组成，可以很大的受益于工艺技术的提升，而传统的adc架构则不容易从栅极长度缩放中受益，这是由于电源电压的不断降低从而使得输入信号的摆幅受到限制，导致adc的snr(signal-noiseratio，信噪比)较低。3.影响vco-basedadc的一个主要的非线性因素的来源则是从电压到频率的非线性转换，这会在adc的输出频谱中产生高阶谐波，虽然偶次谐波可以通过差分电路的形式被很好的抑制，但是奇数次谐波则不能够在传统的开环的adc架构中被抵消，成为影响adc线性度的主要因素。4.目前已经提出不少方案用于提升vco-basedadc的线性度。5.文献[1]在粗量化adc的输出残差信号中添加幅度小于1lsb(leastsignificantbit，最低有效位)的dither(抖动)信号，实现将谐波打散的效果，虽然牺牲了一部分snr性能，但是使用较小的电路复杂度实现了较高的adc线性度的提升。文献[2]中通过在直流输入的情况下进行扫描，得到不同直流输入电压下的输出结果，然后利用最小二乘法对测量到的非线性传递函数进行线性拟合，并填写数字失真校正查找表(lut，look-uptable)，之后，通过这个lut对adc的输出进行校正。结果显示，对于11点校准，inl(integralnonlinearity，积分非线性)从+/-16lsb提高到+/-1.5lsb。该文献中lut的生成在片上实现，校准则是在片外实现。文献[3]中通过注入三个独立的pn(pseudo-noise)信号，测量一阶、二阶、三阶项的系数，再通过建立查找表实现非线性系数的校准。文献[4]中为了不降低adc的snr，对于vco调谐曲线的非线性、偏移和增益误差使用32段查找表和线性内插器进行校准。分段线性校准的目的是为了在snr的降低和线性度的提升之间取得合适的折中。文献[5]中通过在信号路径中引入反向电压频率传递函数来消除由于vco的非线性调谐特性引起的失真，因为频率到数字的转换过程比较线性，通过从数字结果反推频率，然后用高度数字化的锁频环检测反传递函数和vco的震荡频率，从而实现vco的非线性校准。[0006]如图1a所示，文献1中的校准方案虽然简单，但是不适合单级系统，因为对于单级vco-basedadc而言，缺少合适的输入点可以用于dither信号的注入；文献[2]中的校准方式采用off-line(离线)校准，如图1b所示，如果在片上实现校准需要消耗较多面积而且该校准方式需要将adc设置在直流输入模式，校准过程耗时较长；文献[3]中的校准方式如图1c所示，复杂而且需要付出巨大的额外的电路面积，不适用于通用的vco-basedadc的校准；文献[4]中的校准方式如图1d所示，和文献[2]中的校准方式类似，但是将校准的模块在片上实现；文献[5]中的校准消耗了大量的额外电路，如图1e所示，并且对于额外的锁频电路的设计指标提出了较高的要求，增加了电路设计难度。[0007]参考文献：[0008][1]a.ghoshands.pamarti,"linearizationthroughdithering:a50mhzbandwidth,10-benob,8.2mwvco-basedadc,"inieeejournalofsolid-statecircuits,vol.50,no.9,pp.2012-2024,sept.2015,doi:10.1109/jssc.2015.2423975.[0009][2]j.daniels,w.dehaene,m.steyaertanda.wiesbauer,"a0.02mm265nmcmos30mhzbwall-digitaldifferentialvco-basedadcwith64dbsndr,"2010symposiumonvlsicircuits,2010,pp.155-156,doi:10.1109/vlsic.2010.5560314.[0010][3]g.taylorandi.galton,"areconfigurablemostly-digitaldelta-sigmaadcwithaworst-casefomof160db,"inieeejournalofsolid-statecircuits,vol.48,no.4,pp.983-995,april2013,doi:10.1109/jssc.2013.2239113.[0011][4]m.baertandw.dehaene,"20.1a5gs/s7.2enobtime-interleavedvco-basedadcachieving30.5fj/conv-step,"2019ieeeinternationalsolid-statecircuitsconference-(isscc),2019,pp.328-330,doi:10.1109/isscc.2019.8662412.[0012][5]s.rao,k.reddy,b.youngandp.k.hanumolu,"adeterministicdigitalbackgroundcalibrationtechniqueforvco-basedadcs,"inieeejournalofsolid-statecircuits,vol.49,no.4,pp.950-960,april2014,doi:10.1109/jssc.2013.2293753.技术实现要素：[0013]本发明的目的在于解决基于压控振荡器的模数转换器的线性度较低的问题，为此，本发明提出一种基于压控振荡器的模数转换器及模数转换方法。[0014]本发明的技术问题通过以下的技术方案予以解决：[0015]一种基于压控振荡器的模数转换器，包括运算放大器模块、电流控制振荡器模块、频率数字转换器模块，其中：[0016]运算放大器模块包括运算放大器和电阻平衡网络，所述运算放大器和所述电阻平衡网络用于将输入电压信号转换成电流信号，并将所述电流信号送到电流控制振荡器模块；[0017]电流控制振荡器模块用于将从所述运算放大器模块接收到的电流信号转化为相位信号，并将所述相位信号发送到频率数字转换器模块；[0018]频率数字转换器模块用于接收由所述电流控制振荡器模块发送的相位信号、将相位信号转换成数字信号，并输出所述数字信号。[0019]在一些实施例中，将所述运算放大器设置在闭环形式下，在所述运算放大器输入输出之间接入反馈电阻，调整所述反馈电阻之间的比值使所述反馈电阻之间满足对应的比例关系，能够实现输出电流和输入电压之间的线性转换关系。[0020]在一些实施例中，所述运算放大器带有电阻平衡网络，所述电阻平衡网络是满足所述比例关系的反馈电阻构成的反馈网络，所述比例关系为：所述电阻平衡网络与所述运算放大器是一个整体。[0021]在一些实施例中，所述运算放大器模块的输出电流通过电流镜镜像到所述电流控制振荡器模块的尾电流管，所述电流镜控制所述电流控制振荡器模块的尾电流大小，并影响延迟单元对于输出节点充放电速度的快慢，能够完成电流信号到所述电流控制振荡器模块输出信号的相位信号的转换。[0022]在一些实施例中，电路设计采用单比特量化的方式时，所述电流控制振荡器模块的输出振荡频率低于或等于fs/2，调整延迟单元的尺寸，将共模振荡频率设置在fs/4，能够得到对称的频率调谐范围。[0023]在一些实施例中，所述频率数字转换器模块包括基于灵敏放大器的触发器、真单相触发器和异或门，所述基于灵敏放大器的触发器用于采集所述电流控制振荡器模块输出信号的相位信息，所述真单相触发器用于将所述基于灵敏放大器的触发器的部分输出信号的相位信息延迟一个时钟周期，所述异或门用于将所述灵敏放大器的触发器和所述真单相触发器的输出信号进行异或操作。[0024]在一些实施例中，在所述运算放大器输入级的前级添加脉冲宽度调制模块，所述脉冲宽度调制模块用于输出周期固定的方波信号。[0025]本发明还提供一种模数转换方法，采用上述的模数转换器进行模数转换，包括以下步骤：[0026]s1、运算放大器和电阻平衡网络将输入电压信号转换成电流信号，并将所述电流信号送到电流控制振荡器模块；[0027]s2、电流控制振荡器模块将从所述运算放大器模块接收到的电流信号转化为相位信号，并将所述相位信号发送到频率数字转换器模块；[0028]s3、频率数字转换器模块接收由所述电流控制振荡器模块发送的相位信号、将相位信号转换成数字信号，并输出所述数字信号。[0029]本发明与现有技术对比的有益效果包括：[0030]本发明提出的基于压控振荡器的模数转换器通过在运算放大器中加入电阻平衡网络，能够实现输入电压到输出电流的线性转换，从而提高基于压控振荡器的模数转换器的线性度，本发明提出的模数转换器具有结构简单、电路设计难度较低、功耗较小的优点，适用于通用的基于压控振荡器的模数转换器的设计。[0031]在本发明的一些实施例中，通过在输入级的前级添加脉冲宽度调制模块，相比较于全摆幅范围内的电流输入，这种固定电流输入引入了足够小的电流充、放电延迟单元负载电容时的非线性，能够解决随着电流控制振荡器模块级数的增加造成的非线性问题，进一步提高基于压控振荡器的模数转换器的线性度。[0032]本发明实施例中的其他有益效果将在下文中进一步述及。附图说明[0033]图1a是现有技术文献1中基于压控振荡器的模数转换器的校准结构示意图；[0034]图1b是现有技术文献2中基于压控振荡器的模数转换器的校准结构示意图；[0035]图1c是现有技术文献3中基于压控振荡器的模数转换器的校准结构示意图；[0036]图1d是现有技术文献4中基于压控振荡器的模数转换器的校准结构示意图；[0037]图1e是现有技术文献5中基于压控振荡器的模数转换器的校准结构示意图；[0038]图2是本发明实施例中一种带脉冲宽度调制预调制的基于压控振荡器的数模转换器的电路原理图；[0039]图3是本发明实施例中一种模数转换方法流程图；[0040]图4是本发明实施例中带电阻平衡网络的运算放大器的电路原理图；[0041]图5是本发明实施例中一种基于压控振荡器的差分结构模数转换器的电路框图；[0042]图6是本发明实施例中一种基于压控振荡器的全差分结构模数转换器的电路框图；[0043]图7是本发明实施例中带非理想电阻的电压-电流转换电路原理图；[0044]图8是本发明实施例中在反馈路径上插入buffer(缓冲器)的电路原理图；[0045]图9是本发明实施例中脉冲宽度调制模块示意图。具体实施方式[0046]下面对照附图并结合优选的实施方式对本发明作进一步说明。需要说明的是，在不冲突的情况下，本技术中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。[0047]需要说明的是，本实施例中的左、右、上、下、顶、底等方位用语，仅是互为相对概念，或是以产品的正常使用状态为参考的，而不应该认为是具有限制性的。[0048]本发明实施例提出了一种vco-basedadc(voltage-controlledoscillator，压控振荡器；adc，模数转换器)。其基本原理是通过将运算放大器设置在闭环形式下，并调整电阻阻值使得满足平衡条件，实现运算放大器的输出电流与输入电压之间的线性转换，从而提升基于压控振荡器的模数转换器线性度。由于闭环形式的放大器电路具有较高的线性度，因此易于实现电压到电流之间高线性度的转换，而压控振荡器的输出信号频率与电流之间理论上是线性关系，因此可以实现基于压控振荡器的模数转换器。[0049]对本发明实施例的概述如下：[0050]本发明实施例提供一种基于压控振荡器的模数转换器，包括运算放大器模块、电流控制振荡器模块、频率数字转换器模块，其中：运算放大器模块包括运算放大器和电阻平衡网络，运算放大器和所述电阻平衡网络用于将输入电压信号转换成电流信号，并将电流信号发送到电流控制振荡器模块；电流控制振荡器模块用于将从运算放大器模块接收到的电流信号转化为相位信号，并将相位信号送到频率数字转换器模块；频率数字转换器模块用于接收由电流控制振荡器模块发送的相位信号、将相位信号转换成数字信号，并输出数字信号。[0051]具体地，将运算放大器设置在闭环形式下，在运算放大器输入输出之间接入反馈电阻，调整反馈电阻之间的比值使反馈电阻之间满足对应的比例关系，能够实现输出电流和输入电压之间的线性转换关系。[0052]进一步地，运算放大器带有电阻平衡网络，电阻平衡网络是满足对应的比例关系的反馈电阻构成的反馈网络，比例关系为：电阻平衡网络与运算放大器是一个整体。[0053]运算放大器模块的输出电流通过电流镜镜像到电流控制振荡器模块的尾电流管，电流镜控制电流控制振荡器模块的尾电流大小，并影响延迟单元对于输出节点充放电速度的快慢，能够完成电流信号到电流控制振荡器模块输出信号的相位信号的转换。[0054]电路设计采用单比特量化的方式时，电流控制振荡器模块的输出振荡频率低于或等于fs/2，调整延迟单元的尺寸，将共模振荡频率设置在fs/4，能够得到对称的频率调谐范围。[0055]具体地，频率数字转换器模块包括基于灵敏放大器的触发器、真单相触发器和异或门，基于灵敏放大器的触发器用于采集电流控制振荡器模块输出信号的相位信息，真单相触发器用于将基于灵敏放大器的触发器的部分输出信号的相位信息延迟一个时钟周期，异或门用于将灵敏放大器的触发器和真单相触发器的输出信号进行异或操作。[0056]在一些实施例中，在运算放大器输入级的前级添加脉冲宽度调制模块，脉冲宽度调制模块用于输出周期固定的方波信号。[0057]如图3所示，本发明实施例还提供一种模数转换方法，采用上述的模数转换器进行模数转换，包括以下步骤：[0058]s1、运算放大器和电阻平衡网络将输入电压信号转换成电流信号，并将电流信号送到电流控制振荡器模块；[0059]s2、电流控制振荡器模块将从运算放大器模块接收到的电流信号转化为相位信号，并将相位信号发送到频率数字转换器模块；[0060]s3、频率数字转换器模块接收由电流控制振荡器模块发送的相位信号、将相位信号转换成数字信号，并输出数字信号。[0061]实施例[0062]本发明实施例提出了一种基于压控振荡器的模数转换器，如图5所示。主要是通过在前级使用运算放大器以及电阻平衡网络的方式实现电压到电流的线性转换。电路主要由三部分组成：运算放大器、电流控制振荡器、频率数字转换器模块。相较于参考文献中列出的校准方式，本发明实施例中提出的基于压控振荡器的模数转换器具有结构简单、电路设计难度较低、功耗较小的优点，适用于通用的基于压控振荡器的模数转换器的设计。[0063]电流控制振荡器和频率数字转换器的作用是完成后续的电流信号到数字信号的转换。运算放大器和电阻平衡网络一起将输入电压信号转换成电流信号，送到后级的电流控制振荡器，电流控制振荡器将电流信号转换成相位信号送到后级的频率数字转换器，频率数字转换器将相位信号转换成数字信号作为输出结果。[0064]其中运算放大器的输出接到电流控制振荡器的输入，电流控制振荡器的输出接到频率数字转换器模块。[0065]输入电压信号是带电阻平衡网络的运算放大器的输入，电流信号是带电阻平衡网络的运算放大器的输出。[0066]首先是带电阻平衡网络的运算放大器，如图4所示，将运算放大器设置在闭环形式下，在运算放大器输入输出之间接入带有反馈电阻的电阻平衡网络，并且调整电阻之间的比值从而使其满足一定的比例关系，在运算放大器足够理想的情况下，可以实现输出电流和输入电压之间的线性转换关系，输出电流和输入电压之间的线性转换过程的推导如下：[0067][0068][0069]假设有成立，电阻平衡网络公式推导电阻满足一个比例关系的等式如下：[0070][0071]由②③可得：[0072][0073]由上述推导结果可知，该电路的输出电流和输入电压之间是线性关系，并且输入电流与输出阻抗无关，表现为一个理想的电流源。[0074]其次是cco(currentcontroloscillator，电流控制振荡器)模块，运算放大器的输出电流通过电流镜镜像到电流控制振荡器的尾电流管，电流镜控制电流控制振荡器模块的尾电流大小，影响delay_cell(延时单元)单元对于输出节点的充放电速度的快慢，从而实现电流信号到电流控制振荡器输出信号的相位信号的转换，其中相位信号的微分是频率，由于电路设计中采用单比特量化(single-bitquantization)的方式，电流控制振荡器的输出振荡频率最大不能够超过fs/2(fs为adc的时钟频率)，因此需要调整延时单元的尺寸，将共模振荡频率设置在fs/4，实现对称的频率调谐范围。模数转换器接受的信号是一对差分交流信号，其中这两个差分信号的共同的直流信号是共模信号，对应的电平叫共模电平，而共模信号也会在模数转换器中作用，这里对应的是共模信号作用下的震荡频率。[0075]最后是fdc(frequencytodigitalconverter，频率数字转换器)模块，频率数字转换器模块主要由saff(基于灵敏放大器的触发器，sense-amplifierbasedflip-flop)、tspc(真单相，truesinglephaseclock)触发器和异或门实现相位变化检测。基于灵敏放大器的触发器用于采集电流控制振荡器输出信号的相位信息，真单相触发器则用于将基于灵敏放大器的触发器的部分输出信号的相位信息延迟一个时钟周期，异或门则是对基于灵敏放大器的触发器和真单相触发器的输出信号进行异或操作，异或门的两个输入一个是基于灵敏放大器的触发器的输出，一个是真单相触发器的输出，在数学上是一种微分操作。由于电流控制振荡器的最大振荡频率不会超过fs/2，所以在一个周期内发生的最大的相位变化为π，这也意味着在一个时钟周期内电流控制振荡器的单相输出信号能够产生的边沿的个数最大为1，因此可以通过触发器和异或门实现量化。[0076]其中基于灵敏放大器的触发器的输出接到真单相触发器和异或门，真单相触发器的输出接到异或门，异或门有两个输入信号。[0077]图6所示是另一种全差分结构的基于压控振荡器的模数转换器。考虑到在基于压控振荡器的模数转换器的设计中，随着电流控制振荡器级数的增加，不仅仅在前级的v-i转换(电压-电流转换)过程中会出现非线性，在电流控制振荡器这级也会表现出非线性，因此采用图6所示的差分结构的电路结构可以抵消掉一部分的来自电流控制振荡器的非线性，从而提升整体系统的线性度。[0078]虽然上述电路理论上可以实现电压到电流的线性转换，但是，考虑到需要满足这种平衡关系在实际电路设计过程中并不总是容易满足的，考虑图7所示的电路原理图。这种配置的一个缺点是由从输出节点到放大器的正输入端、流经r4的反馈电流引起的错误。理想的电流源具有无限的输出阻抗，但是，原先配置的有限输出阻抗由两个串联的反馈电阻器(r3+r4)决定。这可能会导致输出电流中的显著错误。[0079]虽然这个问题的一种简单的解决方式是通过为反馈路径选择更高阻值的电阻，但是这样做无疑将引入更大的热噪声，除此之外电路中的大电阻和寄生电容会引起的可能的带宽限制和稳定性问题。[0080]此外为了实现电压到电流的线性转换，需要满足r2取足够大的值，此处的数学解释如下。假设输出电流为il，那么有如下表达式：[0081][0082]当r2足够大的时候，有如下表达式：[0083][0084]il*rx＝vin；[0085]使得该电路的带负载能力降低，并且由于大电阻的存在，电路的速度和转换的精度也因此降低，不适用于高精度场合，而且在输入级引入的转换精度的误差在后级电路中无法得到校准，会直接体现在输出信号频谱中。[0086]后级电路中无法得到校准的问题的一种解决方法是在反馈路径中插入一个buffer(缓冲器)，从而使得r4上的电流能够全部流过负载。如图8所示，显然这种做法会增加电路中有源元件的数量，提升电路的复杂度和功耗。[0087]正如前文所述，在电流控制振荡器级数较多的情况下，由于电流控制振荡器输出端负载电容的非线性从而导致的在电流控制振荡器级的非线性仅能够通过电路的伪差分结构进行偶次谐波的抑制，但是不能够消除奇次谐波。到目前为止，我们已经可以实现输入端电压到电流的线性转换，为了解决电流控制振荡器引入的非线性，考虑在该输入级的前级添加pwm(脉冲宽度调制，pulsewidthmodulation)模块，使得电流控制振荡器只在两个频率点处震荡。关于pwm模块原理的描述如下。脉冲宽度调制模块的一种实现方式如图9所示。其主要模块是一个施密特触发器和无源网络。[0088]pwm模块用于输出一个周期固定的方波信号，但是其信号的占空比是根据输入信号大小来确定的。在输入信号较大的情况下，pwm输出信号占空比较高，输入信号较小的情况下，pwm输出信号占空比较小。这样做的优点在于输入到下一级的电压-电流转换模块的信号只有vlow和vhigh，而因此产生的输入到电流控制振荡器的电流大小也只有两种。相比较于全摆幅范围内的电流输入，这种固定电流输入的方式好处在于引入了足够小的电流充、放电延时单元负载电容时的非线性。如图2所示，是一种带脉冲宽度调制预调制的基于压控振荡器的数模转换器的电路原理图。[0089]其中脉冲调制模块输出接到后级的运算放大器的输入。[0090]本发明实施例提供的模数转换器的非线性校准方法通过运算放大器以及电阻平衡网络实现输入电压信号到输出电流信号的线性转换，输出电流信号通过电流镜在非常高的线性度下注入到后级的振荡电路。理论上可以实现较高的线性度，并且电路整体复杂度较低，易于实现并且适用于单级或多级系统，是一种很有潜力的基于压控振荡器的模数转换器的非线性校准方法。[0091]以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属
技术领域：
：的技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干等同替代或明显变型，而且性能或用途相同，都应当视为属于本发明的保护范围。当前第1页12当前第1页12