小数频率综合器用全差分电感电容型压控振荡器

1.本实用新型涉及小数频率综合器用全差分电感电容型压控振荡器，属于振荡器集成电路设计技术领域。


背景技术：

2.近年来，随着物联网中物品自动识别及过程跟踪等供应链管理需求的不断提升，催生了无线通讯技术的快速发展。传统的条码受距离、环境、视线要求、数据容量等限制，无法胜任此项工作。由于射频识别(rfid)技术具有高数据吞吐量、远距离操作、无限存储容量以及多标签识别能力，因此被广泛应用于诸如跟踪库存、追踪产品制造状态、自动结账等具体应用场景。频率综合器(fs，frequency synthesizer)是标签阅读器中最为关键的模块之一，它能够输出稳定、可综合、低噪声的本振信号，其相位噪声性能影响甚至决定着整个无线收发系统的性能，以及阅读器在复杂通信环境中的标签读取效率。超高频射频识别(uhf rfid)技术基于iso 18000-6标准，依据该标准，对于具有-90dbm灵敏度的阅读器接收机及最小11db的信噪比(snr)要求，阅读器中频率综合器在1mhz频偏处输出的相位噪声(pn)需要低于-117dbc/hz；但是现有技术还有待进一步改进，提升实际工作性能。


技术实现要素：

3.本实用新型所要解决的技术问题是提供小数频率综合器用全差分电感电容型压控振荡器，采用无尾电流源技术，使得全差分电感电容型压控振荡器的相位噪声性能得到大幅提升，并采用二次谐波滤波技术提高压控振荡器共模工作点的输出阻抗，可以有效防止lc谐振回路的品质因数的下降，进一步提升全差分电感电容型压控振荡器的相位噪声性能。
4.本实用新型为了解决上述技术问题采用以下技术方案：本实用新型设计了小数频率综合器用全差分电感电容型压控振荡器，包括可变电容阵列、自偏置型差分输出缓冲器、以及差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器；三者的正极取电端外接电源电压v
dd
，三者的负极取电端接地；
5.其中，差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的第一输出端a1分别与自偏置型差分输出缓冲器的第一输入端a2、可变电容阵列的第一输入端a3连接；差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的第二输出端b1分别与自偏置型差分输出缓冲器的第二输入端b2、可变电容阵列的第二输入端b3连接；自偏置型差分输出缓冲器的两个输出端v
o+
、v
o-构成小数频率综合器用全差分电感电容型压控振荡器的输出端；
6.差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器接入控制电压vc，用于提供本振信号；可变电容阵列接入控制电压，用于实现宽调谐范围；自偏置型差分输出缓冲器用于降低输出阻抗、提升输出信号摆幅。
7.作为本实用新型的一种优选技术方案：所述差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器包括p型场效应管pm1、p型场效应管pm2、n型场效应管nm1、n型场效应管nm2、集成电感l3、
可变电容c
var1
、可变电容c
var2
；其中，p型场效应管pm1的源极与p型场效应管pm2的源极相连接，构成差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的正极取电端；p型场效应管pm1的漏极、p型场效应管pm2的栅极、集成电感l3的其中一端、可变电容c
var1
的其中一端、n型场效应管nm2的栅极、n型场效应管nm1的漏极六者相连，构成差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的第一输出端a1；p型场效应管pm2的漏极、p型场效应管pm1的栅极、集成电感l3的另一端、可变电容c
var2
的其中一端、n型场效应管nm1的栅极、n型场效应管nm2的漏极六者相连，构成差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的第二输出端b1；可变电容c
var1
的另一端与可变电容c
var2
的另一端相连，并接入控制电压vc；n型场效应管nm1的源极与n型场效应管nm2的源极相连接，构成差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的负极取电端。
8.作为本实用新型的一种优选技术方案：所述自偏置型差分输出缓冲器包括p型场效应管pm3、p型场效应管pm4、n型场效应管nm3、n型场效应管nm4、电阻r1、电阻r2；其中，p型场效应管pm3的源极与p型场效应管pm4的源极相连，构成自偏置型差分输出缓冲器的正极取电端；p型场效应管pm3的栅极、n型场效应管nm3的栅极、电阻r1的其中一端三者相连，构成自偏置型差分输出缓冲器的第一输入端a2；p型场效应管pm4的栅极、n型场效应管nm4的栅极、电阻r2的其中一端三者相连，构成自偏置型差分输出缓冲器的第二输入端b2；p型场效应管pm3的漏极、n型场效应管nm3的漏极、电阻r1的另一端三者相连，构成自偏置型差分输出缓冲器的第一输出端v
o-；p型场效应管pm4的漏极、n型场效应管nm4的漏极、电阻r2的另一端三者相连，构成自偏置型差分输出缓冲器的第二输出端v
o+
；n型场效应管nm3的源极与n型场效应管nm4的源极相连，构成自偏置型差分输出缓冲器的负极取电端。
9.作为本实用新型的一种优选技术方案：所述可变电容阵列为一个4比特位可变电容阵列，该4比特位可变电容阵列包括可变电容c
sw0_a
、可变电容c
sw0_b
、可变电容c
sw1_a
、可变电容c
sw1_b
、可变电容c
sw2_a
、可变电容c
sw2_b
、可变电容c
sw3_a
、可变电容c
sw3_b
、n型场效应管nm5、n型场效应管nm6、n型场效应管nm7、n型场效应管nm8、n型场效应管nm9、n型场效应管nm
10
、n型场效应管nm
11
、n型场效应管nm
12
、n型场效应管nm
13
、n型场效应管nm
14
、n型场效应管nm
15
、n型场效应管nm
16
；其中，可变电容c
sw0_a
的其中一端、可变电容c
sw1_a
的其中一端、可变电容c
sw2_a
的其中一端、可变电容c
sw3_a
的其中一端四者相连接，且该相连接端构成可变电容阵列的第一输入端a3；可变电容c
sw0_b
的其中一端、可变电容c
sw1_b
的其中一端、可变电容c
sw2_b
的其中一端、可变电容c
sw3_b
的其中一端四者相连接，且该相连接端构成可变电容阵列的第二输入端b3；
10.n型场效应管nm5的栅极、n型场效应管nm6的栅极、n型场效应管nm7的栅极三者相连，并接入控制电压v
sw0
；可变电容c
sw0_a
的另一端、n型场效应管nm5的漏极、n型场效应管nm6的漏极三者相连；可变电容c
sw0_b
的另一端、n型场效应管nm5的源极、n型场效应管nm7的漏极三者相连；n型场效应管nm6的源极与n型场效应管nm7的源极相连、并接地；n型场效应管nm8的栅极、n型场效应管nm9的栅极、n型场效应管nm
10
的栅极三者相连，并接入控制电压v
sw1
；可变电容c
sw1_a
的另一端、n型场效应管nm8的漏极、n型场效应管nm9的漏极三者相连；可变电容c
sw1_b
的另一端、n型场效应管nm8的源极、n型场效应管nm
10
的漏极三者相连；n型场效应管nm9的源极与n型场效应管nm
10
的源极相连、并接地；n型场效应管nm
11
的栅极、n型场效应管nm
12
的栅极、n型场效应管nm
13
的栅极三者相连，并接入控制电压v
sw2
；可变电容c
sw2_a
的另一端、n型场效应管nm
11
的漏极、n型场效应管nm
12
的漏极三者相连；可变电容c
sw2_b
的另一端、n型场
效应管nm
11
的源极、n型场效应管nm
13
的漏极三者相连；n型场效应管nm
12
的源极与n型场效应管nm
13
的源极相连、并接地；n型场效应管nm
14
的栅极、n型场效应管nm
15
的栅极、n型场效应管nm
16
的栅极三者相连，并接入控制电压v
sw3
；可变电容c
sw3_a
的另一端、n型场效应管nm
14
的漏极、n型场效应管nm
15
的漏极三者相连；可变电容c
sw3_b
的另一端、n型场效应管nm
14
的源极、n型场效应管nm
16
的漏极三者相连；n型场效应管nm
15
的源极与n型场效应管nm
16
的源极相连、并接地。
11.作为本实用新型的一种优选技术方案：还包括集成电感l1、集成电感l2、滤波电容c1、滤波电容c2；所述可变电容阵列的正极取电端、自偏置型差分输出缓冲器的正极取电端、以及差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的正极取电端、集成电感l1的其中一端、滤波电容c1的其中一端五者相连接；集成电感l1的另一端外接电源电压v
dd
，滤波电容c1的另一端接地；可变电容阵列的负极取电端、自偏置型差分输出缓冲器的负极取电端、以及差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的负极取电端、集成电感l2的其中一端、滤波电容c2的其中一端五者相连接；集成电感l2的另一端与滤波电容c2的另一端相连，并接地。
12.本实用新型所述小数频率综合器用全差分电感电容型压控振荡器，采用以上技术方案与现有技术相比，具有以下技术效果：
13.本实用新型所设计小数频率综合器用全差分电感电容型压控振荡器，包括可变电容阵列、自偏置型差分输出缓冲器、以及差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器，其中，差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器用于提供本振信号，可变电容阵列用于实现宽调谐范围，自偏置型差分输出缓冲器用于降低输出阻抗、提升输出信号摆幅；方案采用无尾电流源技术及二次谐波滤波技术，使得小数频率综合器输出的本振信号的相位噪声性能得到提升，采用无尾电流源技术，使得全差分电感电容型压控振荡器的相位噪声性能得到大幅提升，并采用二次谐波滤波技术提高压控振荡器共模工作点的输出阻抗，可以有效防止lc谐振回路的品质因数的下降，所设计方案下的振荡器可工作于uhf频段，输出1.55ghz～2.07ghz振荡信号，频率调节范围可达28.7％，100khz频偏处相位噪声可达-106.3dbc/hz，1mhz频偏处相位噪声可达-126.1dbc/hz。
附图说明
14.图1是基于电荷泵式锁相环的小数频率综合器的系统结构框图；
15.图2是本实用新型所设计小数频率综合器用全差分电感电容型压控振荡器的原理结构图；
16.图3本实用新型所设计可变电容阵列的原理结构图；
17.图4是振荡器输出频率调节范围的测试数据示意图；
18.图5是950mhz载波输出频率处的相位噪声测试数据示意图；
19.图6是lc-vco输出的振荡信号及小数频率综合器输出的正交i/q本振信号。
具体实施方式
20.下面结合说明书附图对本实用新型的具体实施方式作进一步详细的说明。
21.如图1所示为基于电荷泵式锁相环(cppll)的小数频率综合器的系统结构框图，该频率综合器包括以下模块：中心频率约1.81ghz的电感电容型压控振荡器(lc-vco)、位于
pll输出端用于生成正交iq本振信号的除二分频器(div/2)、一个级联式的多模可编程分频器(mmd)、自适应频率校准电路(afc)、sigma-delta小数调制器(sdm)、鉴频鉴相器(pfd)以及电荷泵(cp)。
22.其中，vco是小数频率综合器中最重要的模块，用于提供频率综合器输出的振荡信号，其输出频谱的纯度即它的相位噪声性能直接影响频率综合器的整体相位噪声特性；div/2分频器用于产生所需的正交iq本振信号，提供uhf频段的差分输出信号；mmd用于产生所需要的整数分频比；由于vco使用可变电容阵列实现，因此其频率调谐曲线含多个频率带，afc电路用于在频率综合器的启动阶段选择最优频率带；采用基于sdm技术的小数调制器，可根据需要的小数分频比，通过随机化mmd形成的整数分频比来实现任意精度的平均时间分频比；pfd用于比较参考频率f
ref
与分频器输出的反馈信号f
div
的频率差与相位差；参考频率由片外20mhz时钟频率的晶振(osc)提供；spi接口提供mmd的分频比控制、频率设置等功能，用于将控制和配置数据从微控制器写入阅读器。
23.cppll的建立工作由锁频模式和锁相模式构成。处于锁频模式时，环路中的开关sw1断开，开关sw2闭合，此时vco的控制电压预设为电源电压v
dd
的一半，afc模块工作并通过算法逻辑自适应地确定vco的4位数控逻辑位高低。处于锁相模式时，开关sw1闭合，开关sw2断开，此时pfd、cp、lpf、mmd及sdm等模块参与闭环工作，最终确定vco的压控电压vc，当反馈频率与参考晶振的频率及相位一致时，环路锁定。
24.本实用新型设计小数频率综合器用全差分电感电容型压控振荡器，实际应用当中，如图2和图3所示，包括可变电容阵列、自偏置型差分输出缓冲器、以及差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器；三者的正极取电端外接电源电压v
dd
，三者的负极取电端接地。
25.其中，差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的第一输出端a1分别与自偏置型差分输出缓冲器的第一输入端a2、可变电容阵列的第一输入端a3连接；差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的第二输出端b1分别与自偏置型差分输出缓冲器的第二输入端b2、可变电容阵列的第二输入端b3连接；自偏置型差分输出缓冲器的两个输出端v
o+
、v
o-构成小数频率综合器用全差分电感电容型压控振荡器的输出端。
26.差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器接入控制电压vc，用于提供本振信号；可变电容阵列接入控制电压，用于实现宽调谐范围；自偏置型差分输出缓冲器用于降低输出阻抗、提升输出信号摆幅。
27.实际应用当中，如图2所示，差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器包括p型场效应管pm1、p型场效应管pm2、n型场效应管nm1、n型场效应管nm2、集成电感l3、可变电容c
var1
、可变电容c
var2
；其中，p型场效应管pm1的源极与p型场效应管pm2的源极相连接，构成差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的正极取电端；p型场效应管pm1的漏极、p型场效应管pm2的栅极、集成电感l3的其中一端、可变电容c
var1
的其中一端、n型场效应管nm2的栅极、n型场效应管nm1的漏极六者相连，构成差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的第一输出端a1；p型场效应管pm2的漏极、p型场效应管pm1的栅极、集成电感l3的另一端、可变电容c
var2
的其中一端、n型场效应管nm1的栅极、n型场效应管nm2的漏极六者相连，构成差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的第二输出端b1；可变电容c
var1
的另一端与可变电容c
var2
的另一端相连，并接入控制电压vc；n型场效应管nm1的源极与n型场效应管nm2的源极相连接，构成差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的负极取电端。
28.并且如图2所示，所述自偏置型差分输出缓冲器包括p型场效应管pm3、p型场效应管pm4、n型场效应管nm3、n型场效应管nm4、电阻r1、电阻r2；其中，p型场效应管pm3的源极与p型场效应管pm4的源极相连，构成自偏置型差分输出缓冲器的正极取电端；p型场效应管pm3的栅极、n型场效应管nm3的栅极、电阻r1的其中一端三者相连，构成自偏置型差分输出缓冲器的第一输入端a2；p型场效应管pm4的栅极、n型场效应管nm4的栅极、电阻r2的其中一端三者相连，构成自偏置型差分输出缓冲器的第二输入端b2；p型场效应管pm3的漏极、n型场效应管nm3的漏极、电阻r1的另一端三者相连，构成自偏置型差分输出缓冲器的第一输出端v
o-；p型场效应管pm4的漏极、n型场效应管nm4的漏极、电阻r2的另一端三者相连，构成自偏置型差分输出缓冲器的第二输出端v
o+
；n型场效应管nm3的源极与n型场效应管nm4的源极相连，构成自偏置型差分输出缓冲器的负极取电端。
29.应用中，有源晶体管采用互补型负跨导结构，即采用交叉耦合的p型场效应管pm1与p型场效应管pm2、n型场效应管nm1与n型场效应管nm2两种类型的场效应管来产生负阻补偿电路，用以补偿谐振回路的寄生电阻损耗，并确保振荡器能够起振。对于同样的偏置电流和相同场效应管尺寸，互补型结构产生的负阻-2/gm是单管型的两倍。因此互补型振荡器在振荡幅度和功耗方面都比单管型有优势。
30.当vco在大信号下非线性工作时，尾电流源的漏极不能视为交流地，由线性时变相位噪声模型的分析可知，非理想的尾电流源会产生噪声，且尾电流噪声所产生的相位噪声占振荡器相位噪声的大部分，此外，其低频及偶次谐波噪声也将通过混频过程转化为vco基频的相同频偏处的相位噪声。因此，为了抑制这些高于偶次谐波频率的噪声，本实用新型采用无尾电流源的方式，这种方式的好处是改善了压控振荡器的相位噪声性能。由于载波频率偏移处的相位噪声来自于有源器件(pm1、pm2、nm1、nm2)产生的相同频偏处的噪声，因此位于低频的闪烁噪声经混频会出现在射频载波周围。改善闪烁噪声的有效方法是增加场效应晶体管pm1和pm2、nm1和nm2的宽长比，但也会增加功耗，因此需要折衷设计。
31.并且进一步设计还包括集成电感l1、集成电感l2、滤波电容c1、滤波电容c2；所述可变电容阵列的正极取电端、自偏置型差分输出缓冲器的正极取电端、以及差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的正极取电端、集成电感l1的其中一端、滤波电容c1的其中一端五者相连接；集成电感l1的另一端外接电源电压v
dd
，滤波电容c1的另一端接地；可变电容阵列的负极取电端、自偏置型差分输出缓冲器的负极取电端、以及差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器的负极取电端、集成电感l2的其中一端、滤波电容c2的其中一端五者相连接；集成电感l2的另一端与滤波电容c2的另一端相连，并接地。
32.应用中，去除尾电流源后交叉耦合对管在共模点s1、s2的阻抗会降低，为了减小对相位噪声的影响，采用二次谐波滤波技术，由集成电感l1、滤波电容c1及集成电感l2、滤波电容c2组成的谐振电路设计为谐振在二倍载波频率处,相当于在共模点s1、s2处并联了高阻抗，可以有效防止谐振回路品质因数的下降。
33.实际应用当中，可变电容阵列为一个4比特位可变电容阵列，如图3所示，该4比特位可变电容阵列包括可变电容c
sw0_a
、可变电容c
sw0_b
、可变电容c
sw1_a
、可变电容c
sw1_b
、可变电容c
sw2_a
、可变电容c
sw2_b
、可变电容c
sw3_a
、可变电容c
sw3_b
、n型场效应管nm5、n型场效应管nm6、n型场效应管nm7、n型场效应管nm8、n型场效应管nm9、n型场效应管nm
10
、n型场效应管nm
11
、n型场效应管nm
12
、n型场效应管nm
13
、n型场效应管nm
14
、n型场效应管nm
15
、n型场效应管nm
16
；
其中，可变电容c
sw0_a
的其中一端、可变电容c
sw1_a
的其中一端、可变电容c
sw2_a
的其中一端、可变电容c
sw3_a
的其中一端四者相连接，且该相连接端构成可变电容阵列的第一输入端a3；可变电容c
sw0_b
的其中一端、可变电容c
sw1_b
的其中一端、可变电容c
sw2_b
的其中一端、可变电容c
sw3_b
的其中一端四者相连接，且该相连接端构成可变电容阵列的第二输入端b3。
34.n型场效应管nm5的栅极、n型场效应管nm6的栅极、n型场效应管nm7的栅极三者相连，并接入控制电压v
sw0
；可变电容c
sw0_a
的另一端、n型场效应管nm5的漏极、n型场效应管nm6的漏极三者相连；可变电容c
sw0_b
的另一端、n型场效应管nm5的源极、n型场效应管nm7的漏极三者相连；n型场效应管nm6的源极与n型场效应管nm7的源极相连、并接地；n型场效应管nm8的栅极、n型场效应管nm9的栅极、n型场效应管nm
10
的栅极三者相连，并接入控制电压v
sw1
；可变电容c
sw1_a
的另一端、n型场效应管nm8的漏极、n型场效应管nm9的漏极三者相连；可变电容c
sw1_b
的另一端、n型场效应管nm8的源极、n型场效应管nm
10
的漏极三者相连；n型场效应管nm9的源极与n型场效应管nm
10
的源极相连、并接地；n型场效应管nm
11
的栅极、n型场效应管nm
12
的栅极、n型场效应管nm
13
的栅极三者相连，并接入控制电压v
sw2
；可变电容c
sw2_a
的另一端、n型场效应管nm
11
的漏极、n型场效应管nm
12
的漏极三者相连；可变电容c
sw2_b
的另一端、n型场效应管nm
11
的源极、n型场效应管nm
13
的漏极三者相连；n型场效应管nm
12
的源极与n型场效应管nm
13
的源极相连、并接地；n型场效应管nm
14
的栅极、n型场效应管nm
15
的栅极、n型场效应管nm
16
的栅极三者相连，并接入控制电压v
sw3
；可变电容c
sw3_a
的另一端、n型场效应管nm
14
的漏极、n型场效应管nm
15
的漏极三者相连；可变电容c
sw3_b
的另一端、n型场效应管nm
14
的源极、n型场效应管nm
16
的漏极三者相连；n型场效应管nm
15
的源极与n型场效应管nm
16
的源极相连、并接地。
35.可变电容在最大值与最小值之间形成对应谐振频率的最大值与最小值是有一定范围限制的，如果一个大的调谐范围仅由一对可变电容管来实现，则vco所能达到的最大和最小频率是有限的，控制电压增益太大，会导致相位噪声性能变差。为进一步扩展输出频谱范围，同时也为了优化相位噪声，需要限制vco的压控增益，故本实用新型设计中宽频率调谐范围通过4对可变电容的组合阵列实现，将宽带调谐范围划分为若干个窄带，并保证相邻的电压控制曲线有一定的重叠区域。其中频率范围粗调节由以下方式实现：根据4比特位可变电容阵列中控制电压v
sw0
、v
sw1
、v
sw2
、v
sw3
对应的逻辑电平位高低的不同，4对可变电容c
sw0_a
与可变电容c
sw0_b
、可变电容c
sw1_a
与可变电容c
sw1_b
、可变电容c
sw2_a
与可变电容c
sw2_b
、可变电容c
sw3_a
与可变电容c
sw3_b
分别处于可变电容的最小值或最大值；频率范围细调节由以下方式实现：根据无尾电流源式电感电容型压控振荡器中控制电压vc的不同值，可变电容c
var_a
与可变电容c
var_b
对应不同的电容值。
36.上述所设计小数频率综合器用全差分电感电容型压控振荡器，在实际应用当中，当所述差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器所接控制电压vc处于逻辑高电平时，则可变电容c
var1
、可变电容c
var2
均处于最大电容值c
var,max
；并且当所述4比特位可变电容阵列中控制电压v
sw0
、控制电压v
sw1
、控制电压v
sw2
、控制电压v
sw3
均处于逻辑高电平时，则可变电容c
sw0_a
、可变电容c
sw0_b
、可变电容c
sw1_a
、可变电容c
sw1_b
、可变电容c
sw2_a
、可变电容c
sw2_b
、可变电容c
sw3_a
、可变电容c
sw3_b
均处于最大电容值c
sw,max
，此时所述小数频率综合器用全差分电感电容型压控振荡器的振荡频率具有最小值ω
min
如下：
[0037][0038]
式中，n＝4为可变电容阵列的比特数，l'3表示集成电感l3的电感值。
[0039]
当差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器所接控制电压vc处于逻辑低电平时，则可变电容c
var1
、可变电容c
var2
均处于最小电容值c
var,min
；并且当所述4比特位可变电容阵列中控制电压v
sw0
、控制电压v
sw1
、控制电压v
sw2
、控制电压v
sw3
均处于逻辑低电平时，则可变电容c
sw0_a
、可变电容c
sw0_b
、可变电容c
sw1_a
、可变电容c
sw1_b
、可变电容c
sw2_a
、可变电容c
sw2_b
、可变电容c
sw3_a
、可变电容c
sw3_b
均处于最小电容值c
sw,min
，此时所述小数频率综合器用全差分电感电容型压控振荡器的振荡频率具有最大值ω
max
如下：
[0040][0041]
可变电容阵列设计成完全对称方式的优势是提高压控增益的线性度，此外电路正常工作时交叉耦合型负载既有静态工作电压又有动态交流电压，电压的改变可能会影响可变电容输出的谐振频率，因而要设计成对称结构。其中，n型场效应管nm5～nm
16
均为开关管，根据其对应的栅极电压电平的高低处于开启或关闭状态。
[0042]
pm3与nm3、pm4与nm4分别构成全差分电感电容型压控振荡器的输出缓冲器，并通过反馈电阻r1与r2实现自偏置。由于推挽操作，它具有输出阻抗低和差分本振输出信号摆幅大的优点。
[0043]
如图4所示，本实用新型的4比特位可变电容阵列提供24＝16个频段，全差分电感电容型压控振荡器的调谐范围tr由下式给出：
[0044][0045]
测量的频率调谐范围从1.55ghz(对应压控振荡器的4比特位均为逻辑高电平)到2.07ghz(对应压控振荡器的4比特位均为逻辑低电平)，对应tr百分比为28.7％。
[0046]
如图5所示，显示了在950mhz处测得的相位噪声曲线，在100khz频偏处相位噪声可达-106.3dbc/hz，1mhz频偏处相位噪声可达-126.1dbc/hz。
[0047]
如图6所示，显示了lc-vco输出的振荡信号及小数频率综合器输出的4路正交i/q本振信号，正交信号由全差分电感电容型压控振荡器的输出再经除2分频器获得。
[0048]
上述技术方案所设计小数频率综合器用全差分电感电容型压控振荡器，包括可变电容阵列、自偏置型差分输出缓冲器、以及差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器，其中，差分无尾电流源式电感电容型压控振荡器用于提供本振信号，可变电容阵列用于实现宽调谐范围，自偏置型差分输出缓冲器用于降低输出阻抗、提升输出信号摆幅；方案采用无尾电流源技术及二次谐波滤波技术，使得小数频率综合器输出的本振信号的相位噪声性能得到提升，采用无尾电流源技术，使得全差分电感电容型压控振荡器的相位噪声性能得到大幅提升，并采用二次谐波滤波技术提高压控振荡器共模工作点的输出阻抗，可以有效防止lc谐振回路的品质因数的下降，所设计方案下的振荡器可工作于uhf频段，输出1.55ghz～2.07ghz振荡信号，频率调节范围可达28.7％，100khz频偏处相位噪声可达-106.3dbc/hz，1mhz频偏处相位噪声可达-126.1dbc/hz。
[0049]
上面结合附图对本实用新型的实施方式作了详细说明，但是本实用新型并不限于上述实施方式，在本领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本实用新型宗旨的前提下做出各种变化。