专利名称：数字信号处理器激励器的制作方法
技术领域：
本发明广泛涉及射频(RF)信号调制器电路，更准确地说，涉及使用于发射机中的数字激励器，用于调制模拟或数据信号用于以不同的选择的格式传输。
联播寻呼系统从中央终端向许多寻呼发射站传送数据或音频信号，之后这些发射站调制该数据以便发射到由本服务系统的用户推带的寻呼接收机。因此每一个寻呼发射站都包括一个激励器，它调制输入信号，并按所需调制格式产生输出信号用于放大和发射到全部寻呼区。使用的特殊类型的调制取决于联播系统的技术要求而且可能包括标准频率调制(FM)、频移键控(FSK)、四电平FSK、π/4转象差相移键控(QPSK)的变型、正交振幅调制(QAM)的变型、幅度压扩单边带(ACSSB)的变型、以及数字语音压缩。调制方案可能还必须满足用于欧洲的高速寻呼系统(ERMES)的较新标准。此外，调制器必须是多功能的以处理不同类型的输入信号，包括模拟语音和达到和可能超过的寻呼数据以及处理可能包含DC电平的输入信号。尽管能设计不同的硬件调制器以分别处理每一种不同的输入信号和调制格式，但提供通过修改控制其操作的软件而很快就能加以改变的数字调制器以便处理这些技术条件中的任何一个显然是更能降低成本。
以数字信号处理器(DSP)为基础的寻呼系统调制器的优点在该技术领域中已被承认。在JaimeBustillo、MiquelRodriguesz-Palanca、和JavierPerez写的一篇题为“带DPS的4-PAM/FM调制器用于ERMES的解决方案，1991年5月发表于“车辆技术讨论会”上的论文中描述了这样的设备。该论文指出，推荐的ERMES标准的频率规范是很难满足的，尤其是±15Hz的中心频率稳定性和任何两个3.125±15Hz的相邻符号频率之差的规范。但是，使用DPS作为信号调制器，如该论文所揭示的那样，能满足这些技术要求。揭示的DSP实现了数据预处理。包括一个积分器，并使用转换表以储存四个可能的不同数据符号(四电平FSK7之间的可能转换。用储存于查阅表中的正弦和余弦值来乘上该数据使之转变成复值。然后把结果的乘积从数字转变成模拟(D-A)格式，并在加起来作为RF输出信号发射出去之前，在模拟正交调制器中分别以正交RF信号来乘该结果的乘积。
对上述参考文章所揭示的该问题的解决办法仅仅是部分的解决办法。采用先有技术的DSP的方法引起使用过量的功率和需要较昂贵高速D-A转换器，因为输出信号的典型RF频率一般是在数十MHz范围之内。由于上面所讨论的已公开的先有技术DSP调制器设计成只能调制数字信号，所以描述它的论文不涉及消除由于以不同的而且一般低于正交调制器使用的速率从模拟信号采样引起的寄生噪声。输入信号的调制(在其正交调制之前)应包括一些用于载频校准、偏移限制和调整、以及中频(IF)滤波(其中没有一个被公布在上述参考文章中)的装置。
使用正弦和余弦查阅表在调制器中产生复合信号转换一般会导致过量的寄生噪声，除非在表中提供足够的解决办法。但是，使寄生噪声减少到所需-90dB将需要长度大约64千字节的查阅表-通常比低成本调制器中所希望的大得多。
如果调制器的输入信号包括以例如19200Hz的较低速率被DSP调制器异步地采样的数据信号，就存在显著的抖动问题，因为数据信号的逻辑电平之间的转换异步地出现在可能与进行采样的时间不一致的时间上。在大多数情况下，要求最高抖动率为±/μs，但在采样信号中要获得该精度将需要不能接受的采样/处理速率频率。
一般的调制器为调制方案采用的控制特性参数提供模拟调节，包括用于频移键控调制的偏移频率的参数、调制的中心频率、模拟偏移限制、模拟频率偏移量、以及FSK频率偏移。这些调节一般是通过“拧”可变电位计、可变电感器、可变电容器、或其它模拟装置来实现，但另一方面通过用特殊的测量设备在电路的测试点上作的测量来监视校准的效果。往往，设定该调节可能需要检查在接收机上获得的已调RF信号。在调整一个参数的过程中，这些校准对不精确度是敏感的，而由于元件老化或由于环境条件，例如温度变化，参数要调节到的数值很可能漂移。在调整某些参数之后，可能有必要在正确确定调节效果之前使调制器稳定20-30分钟。即使先有技术数字信号调制器，例如上述Bustillo等人写的论文所公开的调制器，显然已没有包括任何用于限定这些参数的数值，或使用操作者输入的参数的数值以控制RF信号的调制的装置。显然，在设定用于寻呼系统或其它目的的调制器过程中，这样的特性可能提供有特殊意义的优点。它也可能有利于从远处调整这些参数，使技术人员能，例如遥控地把中心频率的偏移调节到不同数值，用于每一个具有交叠区域的联播发射机的调制器。
如果数字调节和调制器的控制提供所希望的优点，当前技术的相关改进是用数字格式显示调制器中一些工作条件的数值的设备。例如，操作人员应该可以从调制器上和远处得到，诸如调制检测信号(指示接收到输入信号并产生已调信号)、用于FSK调制的频偏信号、模拟频率信号、以及中心频率偏移信号，用于监视调制过程。先有技术不提供任何调制器中的这些功能，而先有技术还必须为监视这些条件提供额外的检测仪表。
上述讨论说明若干应加以解决的问题，以提供可偏程的能用来调制不同类型的输入信号，以产生选定的输出信号格式多功能数字调制器。就上述问题而论，从附图和以下较好实施例的详细描述中会明显看到本发明的优点和特征。
按照本发明，定义一种用于无线电发射机的激励器，它包括向激励器提供输入信号的装置;以便处理和作为射频信号发射出去。输入信号调制器装置，耦合到提供输入信号的装置，调制输入信号并产生已调复数信号，不但含同相分量而且含正交分量。内插器装置，耦合到输入信号调制器装置以接收已调信号，对已调信号采样以产生采样值，并在已调信号的采样值之间插入值，以确定采样值之间的内插值，从而大幅度增加对已调信号采样的有效采样频率。采样值和内插值共同构成内插信号。正交调制器装置，耦合到内插器装置以接收内插信号，把内插信号从复合信号转变成不是复数的通带信号。上变频器装置，耦合到正交调制器装置以接收通带信号，把通带信号转变成第一中频信号，然后转变成第二中频信号，用于输出和作为射频信号发射出去。第二中频远远高于第一中频。
上变频器装置包括D-A转换器，它接收通带信号，同时把该信号从数字信号转变成模拟信号。上变频器中的第一本机振荡器产生频率远远了于通带信号的第一周期变化信号。其上变频器装置还包括第一乘法器和带通滤器，前者用模拟信号来乘以第一周期变化信号，以产生第一中频信号，后者对第一中频信号滤波以产生已滤波信号。第二本相振荡器产生第二周期变化信号，其频率远远高于已滤波信号的频率，第二乘法器用已滤波信号乘以第二周期变化信号，以产生包含输出信号的第二中频信号。
在本发明的较好形式中，内插器装置和正交调制器装置包含第二数字处理器。输入信号调制器装置最好包括接收和滤出输入信号的低通滤波器，以以及包含第一数字信号处理器的压控振荡器，第一数字信号处理器利用与输入信号相对应的相位信号的正弦和余弦来产生同相和正交分量。数字信号处理器包括储存了周期函数的有限个数值的查阅表的存储器。储存于查阅表的那些数中间的周期函数值用二阶内插器进行内插，改进用于确定正交和同相分量的周期函数值的定义方法。
提供输入信号的装置包括一个边缘检测器，当数据输入信号改变逻辑状态时，该检测器产生边缘检测信号，和包括一个响应边缘检测信号的定时器的输入信号调制器装置。另外，该定时器决定以预定采样频率对输入信号上次采样的时刻和产生边缘检测信号的时刻之间的时间间隔，所述输入信号调制器装置包括滤波器装置，以便在以该时间间隔为根据的输入信号的样值之间插入值以确定已滤波的信号与数据输入信号的逻辑状态的状态变化。在激励器的较好形式中，滤波器装置包括有限冲激响应低通滤波器。输入信号调制器装置包括用可变增量调节复合信号的中心频率的移频器装置。此外，输入信号调制器装置最好包括使操作人员能选择输入信号中线性调制和频率调制中的一个的调制选择器装置。线性调制可以有各种各样的变型，例如，4QAM和16QAM。
在本发明的另一方面，定义的设备用于有选择地设定和调节至少一个用于调制激励器所产生的RF信号的特性参数，而不必监视该RF信号，以确定上述调节的效果。从一组参数中选择一个或几个参数，这一组参数包括用于频移键控调制的频偏限制，激励器中心频率、模拟频偏限制、模拟频偏量、频移键控频偏量、模拟信号调制延迟、以及数字信号调制延迟。该设备包括被耦合以接收输入信号的输入信号采样装置，用于对输入信号采样，产生许多对应于输入信号的采样值。被耦合以接收采样值的数字信号处理器装置，产生复合已调信号，其中采样值按照被选的调制方案决定调制条件。处理器控制装置，被耦合到数字信号处理机装置，按照一组预定的程度指令控制数字信号处理机装置。处理器控制装置使用操作人员选择的数字数值供一个或多个参数，用以控制数字信号处理器装置。操作接口装置，被耦合到处理器控制装置，接收操作人员选择的一个或多个特性参数数字数值。由该处理机控制装置给数字信号处理机装置提供用于产生复合已调信号的数字数值，并因此大量地消除一个或几个特性参数的随时间变化的漂移和偏差，并作为环境条件的变化的函数，它在不同情况下可能由一个或几个特性参数的模拟校准引起。
操作接口装置可以包括从配备处理器控制装置的不同地理位置耦合到处理器控制装置上的远距终端。此外，操作接口装置包括键盘和显示器组成，该键盘包括许多被操作人员选择操纵的分离开关，以便选择一个或几个特性参数的数字数值。
处理器控制装置监视调制条件，产生表示调制条件的信号，操作接口装置向操作人员显示对应于该信号的数值。表示调制条件的这个信号最好由操作人员从一组信号中挑选出来，这组信号包括输入数据检测信号、调制模式信号、用于FSK调制的频偏限制信号、模拟峰值频偏信号、模拟频偏量信号、FSK频偏量信号、表示模拟输入信号调制的延迟的模拟信号延迟信号、表示数字信号调制的延迟的数字延迟信号、以及中心频率参差信号。数字信号处理器装置包括可选预加重滤波器，用于当产生复合已调信号时，处理器控制装置响应操作员输入，使数字信号处理器装置选择地使用预加重滤波器。
使用输入信号以产生用于发射的已调RF输出信号的方法，和用有选择地设定和校准至少一个被射频发射机的激励器所使用的特性参数的方法是本发明的另外方面。这些方法分别包括总体上与激励器和上述设备的功能一致的步骤。
图1是数字激励器的功能框图;
图2A是数字激励器的信号调制器部分在数据FM方式的功能框图;
图2B是数字激励器的信号调制部分线性数据调制方式的功能框图;
图3A和3B是在FM模式中用于信号调制器的功能框图的两个部分;
图4是数字激励器的内插器和数字正交调制器(DQM)部分的功能框图;
图5是显示超时不归零(NRZ)输入数据信号的一段曲线;
图6是显示图5的已滤波数据信号的采样值，采样值在每个输入信号的上升和下降沿进行内插。
图7是超时正弦波的曲线图，说明正弦和余弦值是怎样插入储存于查阅表中的函数值之间，以提高分辨能力;
图8是在储存于查阅表中的数值之间插入正弦/余弦值的过程的功能框图;
图9是用于数字激励器的数字信号调制器部分的贝塞尔预调制滤波器的抽头值和归一化振幅的曲线图;
图10是图9的预调制滤波器的频率响应的曲线图，用和频率相应dB为单位的振幅来表示;
图11用图解法说明信号调制器中压控振荡器的转移函数，显示电压和频率之间的关系;
图12是显示DQM内插滤波器频率响应的正向部分曲线图，用dB和频率表示;
图13是说明信号调制器复位程序的逻辑步骤的流程图;
图14是说明当数据输入信号改变状态时的边缘检测中断程序的步骤的流程图;
图15是显示从模拟输入信号采样时在串行端口中断期间所执行的步骤的流程图;
图16A和16B一起包括显示在调制数据输入信号期间由信号调制器执行的定时器中断程序的步骤的流程图;
图17A和17B一起包括数字激励器在语音模式时定时器中断程序的流程图;
图18是波型变换期间信号调制器定时器中断程序的流程图;
图19是在信号调制器DSP在后能操作时定时器中断程序逻辑步骤的流程图;
图20是在后台操作中的波型变换任务运行的流程图;
图21是说明响应操作员选择的其中一个参数设定偏移量和频偏的步骤的流程图;
图22是用于确定被调制信号的峰值频偏的步骤的流程图;
图23是说明确定输入数字激励器的信号是否出现的逻辑步骤的流程图;
图24是定义DQM执行的步骤的流程图;
图25是DQM读数据输入操作期间的逻辑的流程图;
图26是DQM的串行端口中断程序的流程图;
图27是用于16QAM线性调制的信号星座图;及图28是在线性调制数据输入信号期间，信号调制器执行的定时器中断程序的流程图。
参考图1，所示数字激励器30的方框图总体上说明由该装置所执行的功能。数字激励器30主要包括信号调制器32和数字正交调制器(DQM)36。信号调制器设计成不是从包括(NRZ)数据的数字输入信号采样，就是从模拟(音频)信号采样;其次它还处理输入的采样值，并有选择地产生复合基带频率已调(FM)信号，或线性已调复合基带信号。因此，这数字激励器的其中一个主要优点是它能有选择地作为线性调制器(例如)以各式各样不同的变型(包括4QAM和16QAM)对输入信号进行QAM调制。数字激励器按不同模式分别操作是通过使用信号调制器的数字信号处理器(DSP)得到的。在较好的实施例中，包括两个DSPs(模拟装置，ADSP2105型)，一个用于信号调制器32，另一个执行DQM36的功能，除此之外它还包括内插器38，其作用在下文加以讨论。这对擅长技术的本领域人员来说如果有处理速度足够快的装置单个DSP可用来提供信号调制器32、内插器38、和DQM36的功能是很显然的。但是，为了节省起见，目前的较好实施例使用两个这种装置，并在供DQM36使用的同一DSP上实现内插器38的功能。
信号调制器32是被微处理器控制器40所控制，控制器40允许操作员选择信号调制器操作的模式，允许设定各式各样操作参数，并且允许在操作信号调制器期间监视某些条件。在本发明的较好型式中，Motorola，68HC11集成电路微控制器用来作控制器40，当然许多其它类似的装置可以作为其它选择加以使用。为控制器40编制程序，根据储存于存储器42的程序步骤提供控制功能。尽管没有分开显示，但存储器42不但包括随机存取存储器(RAM)供暂时储存变数和其它数据之用，而且包括只读存储器(ROM)，用于储存由控制器40所执行的指令，以实现其控制功能。双向地址/数据总线44把存储器42耦合到控制器40。
此外，控制器40经由线路48接到控制板/键盘46。控制板/键盘允许操作员输入指令和选择在控制信号调制器32的过程中被控制器40所使用的参数的数值。显示器50通过线路52接到控制器40上，操作员提供显示信息的装置。线路54把外部接口56接到控制40点，使得远距离视频显示终端(VDT)62能控制信号调制器32。例如，VDT62允许地理位置与数字激励器30的位置分离的操作员输入由控制器40使用的操作参数，而且允许远距离操作员通过控制器40观测用于数字激励器的操作参数。VDT62包括键盘和显示器(不分开显示)，类似于控制板/键盘46和显示器50。在远距离位置上的VDT不是通过无线电链路64(增加通过线路60与外部接口56相连的无线电接收机58，就是通过电话线路66接到外部接口56，电话线路66把VDT和外部接口56连接起来。外部接口56和接收机58的细节没有加以显示，因为这些装置是本技术领域人员所熟悉的。
控制器40通过与存器70连接的线路72耦合到信号调制器32上。寄存器70包括8位和16位寄存器(不分开显示)，它们通过线路71耦合到信号调制器上。在控制器40中运行的程序最好是由菜单驱动的，以方便操作员选择用来控制信号调制器32的参数。使用显现在显示器50上的菜单，操作员把选择数据填入控制板/键盘46中(或填入远距离配置的VDT62的键盘中)。为响应操作员选择，控制器40把一个16位字写入寄存器70的16位寄存器中，并在8位寄存器中置一个标志位。在信号调制器DSP读出16位字之后，它重新复位该标志位。同样地，如果包括信号调制器32的DSP为控制器40提供状态数据，它就把16位字写入16位锁存器中，并在8位寄存器中置不同的位，该控制器40在读出16位字之后就复位该8位寄存器。来自控制器40的指令包括一个或者两个16位字和来自信号调制器32的一般包括单个16位字状态数据。
在系统上电或复位的时刻，信号调制器32与控制器40的相互配合由装入包括信号调制器的DSP的程序指令所决定，引导存储器电路68储存由包括信号调制器32的DSP和包括内插器38有DQM36的DSP所执行的指令。引导存储器电路68通过线路69耦合到信号调制器32并通过线路67耦合到DQM36。储存于引导存储器电路68控制信号调制器32的操作中断指令比它在后台执行的有关控制器40的控制和接口的指令的有优先级高。涉及数字激励器30的操作及其与控制器40的相互配合的进一步细节在下文加以讨论。
根据信号的类型，通过不同通道，提供进入信号调制32的输入信号。从信号源(图中未显示)经过耦合到模拟/数字转换器(ADC)76的输入端的线路74提供要加以调制的模拟信号，例如语音。在较好的实施例中，ADC76以9765625Hz的频率对线路74所提供的模拟信号进行采样，通过线路78向信号调制器32提供对应于模拟信号的数字值。
输出寄存器80通过数据线84耦合到信号调制器32。此外，写使能线82用于把数据存入输出寄存器80。当以线性调制模式操作数字激励器时输出寄存器80，在本发明中只用来提供时钟(CLK)信号，用于使数字数据的信号源同步。时钟信号是输出寄存器80在线路86上的输出并与通过线路84由信号调制器32供给输出寄存器80的一个数据位同步。以异步模式(用于FM)操作期间，不使用在线路86传送的时钟信号。把数字数据分别作为在数据线路90a-90d上的数据位D0-D3(同步或者异步地)输入到输入寄存器88。在线性调制数据期间，从与CLK信号同步的输入寄存器88读出在线路90上提供的数据位，并通过线路84把这些位提供给信号调制器32。在异步模式操作期间，每次在线路96上从信号调制器32传送到输入锁存器88的读(RD)信号变低时，信号调制器32从输入数字数据采样。尽管八条线路84把输入寄存器88与信号调制器32耦合起来，但只有四条被数字激励器30用来传送数字输入数据。此外，线路90把四个输入位D0-D3传送到确定在数字数据(用NRZ格式)改变逻辑电平的边缘检测器电路92，产生边缘检测中断信号，它通过线路94输入到信号调制器32。边缘检测电路92和它产生的中断信号被信号调制器32，用于在异步FM模式操作期间内插采样值，如下文所述。
信号调制器32可在两级或四级数字输入数据下操作。在异步操作期间，包括信号调制器32的DSP不能直接知道某一位什么时候开始或终止。因此，信号调制器32使用两个中断程序，包括一个定时器程序和一个连同边缘检测器92所产生的中断信号的外部中断程序。在该较好实施例中定时器中断中以66-2/3KHz的内部频率产生，同时给定处理数字输入信号的速率，以产生从信号调制器输出的一对复合FSK采样值。同样地，当以同步模式操作时，信号调制器32产生含有振幅和相位调制的并在线路100-102上被传送到内插器38的输入端的复合输出信号。
内插器38根据66-2/3KHz的采样频率的六倍内插在线路100/102上传送的复合信号，产生400KHz信号。之后，DQM36把采样信号从基带调制到第一100KHz中频(IF)。正交调制信号被合并，同时从DQM36输出到线路108上，以便通过数字/模拟转换器(DAC)110转变成模拟信号。之后，通过与第一本机振荡器116所产生的89.9MHz信号相乘，使已调输出信号从100KHz频率升频。在线路118上把89.9MHz信号供给被耦合的接收100KHz信号的乘法器114，乘法器产生90MHz的输出频率，它是在线路120上被输送到带通滤波器122，这滤波器122消除了谐波失真，该90MHz信号是第二IF信号。第二IF信号从带通滤波器122输出到乘法器126，并通过与经线路130供给乘法器126的第二本机振荡器128所产生的810MHz信号相乘，进一步把它升频变换成900MHz的输出频率。该输出信号是在线路132上被输送到功率放大器(图中未显示)。
图2A显示信号调制器32的功能图，说明当以FM模式操作的时候，在调制NRZ数字输入信号的过程中被信号处理器所执行的种种操作。数字数据是由数据信号源138所提供，并如前所述，既供给输入寄存器88，又供给边缘检测器电路92。信号调制器32包括一系列顺序处理采样数字数值的功能快，以产生提供给内插器38的复合信号。通过输入寄存器88提供的数据位以66-2/3KHz采样频率读出，并经过线路84输入到一个两级或四级电平映像程序块140，映像程序块把它读出的位转换成对应于表1和2的标准化电平，如下表1-两级电平数据数据线路1电平1+10-1表2-四级电平数据数据线路2数据线路1电平10+111+1/301-1/300-1来自数据信号源138响应读使能信号，被输入寄存器88所采样的数字数据的值对应于二进制的1或0。这样，抽样数据的二进制数值与它的映像电平相联系。包括信号调制器32的DSP处理在-1至1范围内标准化的数值，对应于从-32767直到32767的数字数值的范围。两级或四级电平映像程序140对连序输入采样值使用一个采样数据的映象电平直到下一个“边缘”出现为止，对应于输入数据从一个逻辑电平到不同的逻辑电平的变换，也就是，从二进制1到二进制0或反之。该数据的映象电平经由线路142供给边缘采样调整器功能块144。由于采样并不是在输入数据二进制逻辑电平变换的同时进行的，在确定施加映象级后的采样数据值时在数据边缘被边缘检测器电路92检测以后立即出现的第一映象采样值被边缘抽样调整器功能块144所调整(如下文所述)以减少抖动。其中一个能被操作员选择的功能参数是映象出现之前采样数据的取反。使数据取反或不取反的指令是由控制器40经过其中一个线路71、作为输入供给2/4级映象程序功能块140。
如果在没有边缘抽样校准的情况下对来自数据信号源138的异步数据信号采样，其结果将是±7.5微秒的固有抖动(在66-2/3KHz的采样频率下)。这抖动的发生是因为采样输入数据信号在边缘的任何一侧进行实际采护的点上可能有零点交叉。供联播寻呼系统使用的数字激励器30最大的容许发送数据抖动是±0.5微秒。因此，有必要在数据边缘发生之后按与该边缘和正好在它以前的采样点之间间隔成正比的数量校正样元的数字幅度。图5和6例示校正边缘采样值以减少抖动的过程。在图5中，具有二进制逻辑电平1(以参考数字250表示，对应于NRZ值+1)的数字NRZ信号在边缘252变换到逻辑电平零(以参考数字254表示，对应于NRZ值-1)。接着，该信号在边缘256变换到逻辑电平1(由直线段258表示)。在图6所示的时刻(用沿直线段250方向出现的虚线表示)选取对应的采样值，用时间间隔tmax把连续的采样值分开。所有这些采样值具有对应于+1的变换电平。但是，在转移252发生之前立即选取的采样值251以该采样值和变换252(或252′)之间的时间间隔1为根据被校正到大约等于7的数值。同样地，采样值255分配到大约-8的边缘校正值。幅度x(i)按下式求出x(i)＝q(i-1)+shift(1)
shift＝ ((q(i-1)-q(i-1)(tmax-t))/(tmax) (2)在上面的方程式2中，q(i)是出现一个边缘之后的标准化电平，q(i-1)是在该边缘之前输入数据信号的标准化电平。使用这种技术，能得到小于±350毫微秒的峰值抖动率，该性能被DSP执行指令所需时间稍微改变，该指令暂时阻止它对边缘检测信号的响应。
为了得到相对于载频的瞬时输出频率的频偏，变换和校正边缘插入值所产生的标准化采样值经由线路146输送到频偏校准块148，在那里用频偏因数改变信号的比例。操作员可选择所需频偏，控制器40经线路71中的一个把该频偏供给频偏校准块148。操作员指定的频偏值被VCO块156所使用的压控振荡器(VCO)所分割，以获得有用频偏，并将留这数值直到重新安排不同数值，在频偏校准块148之后，通过线路150把信号供给延迟块149。延迟块149按特别选择的时间间隔延迟在线路150上的信号，以均衡在数字输入数据信号的信号调制期间所占用的处理时间和信号调制模拟输入信号所需处理时间。均衡延迟保证，当信号调制器32从模拟模式转变到数据模式(或反之)时，可以基本没有信号调制处理时间的差别。两种信号所需要的信号调制时间的这种均衡在联播寻呼传播中是特别重要的。这延迟时间间隔可以由操作员通过线路71中的一个从控制器40输送到延迟块149的指令信号加以调节。因此操作员能选择延迟时间，以保证由激励器30所产生的已调信号与从联播无线电系统的其它发射机所发射的相应已调信号同步。
线路151把延迟信号输送到贝塞尔低通滤波器(LPF)块152，它用37抽头贝塞尔型有限冲激响(FIR)滤波器使信号卷积，该FIR滤波器符合用于预调制脉冲整形滤波器的ERMES规范。贝塞尔LPF块起防止信道干扰滤波器的作用以保证发射信号的功率谱密度落在按照美国联邦通信委员会(FCC)所规定的极限所确定的频域之内。图9例示贝塞尔LPF的抽头数值。这些抽头数值通过频率响应与截止频率为3.9KHz的10极贝塞尔滤波器比较加以确定。图10例示与ERMES上限和下限相比的贝塞尔LPF块的频率响应。点划线表示用来形成37抽头数值的10极模拟贝塞尔滤波器的频率响应。贝塞尔LPF块152达到90dB左右的阻带衰减。
来自贝塞尔LPF块152的滤波信号在线路154上被输送到VCO156，用于频率调制在线路100和102上传送的基带载频。图11例示用于VCO156的线性转移函数。用于VCO156的线性响应的斜率是fmaxHz/V，其中fmax是VCO频偏极限，即，可能的截频的最大频偏。通过操作员选择VCO极限值能改变VCO极限值，该VCO极限值是通过寄存器70和线路72经线路71中的一个供给VCO156。用转移函数的斜率来乘输入到VCO156的信号，从而把每个滤波后采样值作为瞬时频率值。在VCO156中使用一个限幅器，使其输出不致超过VCO偏差极限。从VCO156输出的复合采样值被下列方程所限定y(n)＝cosθ(n)+jsinθ(n))(3)在方程3中，输出的瞬时相位(θ(n))根据被输入的滤波后采样值以向储存的正弦查阅表提供指数的形式加以确定。在确定余弦和正弦值的更大的解是通过在查阅表的数值上执行二阶内插得到的，如下文所述。余弦/正弦查阅表是当数字激励器30被启动或复位时，储存于包括信号调制器32的DSP的内部存储器(不分开显示)中并从引导存储器电路68装入。在较好的实施例中，查阅表储存在从零到2π(127×2π/128)范围内环绕着单位园的128个彼此均匀间隔的角度的正弦值。表索引，(θ(n))，在每一采样瞬间增加△(n)和△off。数值△(n)是从提供给VCO156的滤波后输入采样值的数值计算出来，数值△off是从由操作员通过控制器40提供的所需频偏计算出来。下列方程限定这些数值θ(n)＝θ(n-1)+△(n)+△off(4)△(n)＝ (N×fmax＊input(n))/(fs) (5)在上述方程中，N是正弦查阅表(128)的元素数，fs是采样频率(66-2/3KHz)。
图8例示用于根据正弦查阅表和对储存于表中的128点之间角度插值求出正弦或余弦值的技术。以66-2/3KHz的频率定时中断引起的滤波后采样值用来在块262中形成指针θ(n)，产生由线路264表示的16位，它分为以线路264′表示的7个最高有效位(MSBs)和线路264″所表示的9个最低有效位(LsBs)。如块266所指出的那样，指针的7个MSBs用于指向查阅表的特殊数值，而9个LSBs用来实现块270的二阶插值法，用于包含在查阅表的128点以外的角度改进正弦和余弦的解。线路268代表以被加到二阶内插块的指示字的7个MSBs为根据从查阅表确定的数值。二阶内插块的输出由线路272表示并与低噪声内插余弦/正弦输出相对应。
二阶内插块272执行两个二阶内插法，以便算出正弦和余弦值，如一般技术领域人员所知。对每一个插值来说，要使用从查阅表块266经过线路268提供的三个表中数据。Cosθ(n)是以同样方式求出的。图7是显示小于1的数值是怎样被用来求出处在查阅表的点或角x(1)和X(2)之间的点260的角度的正弦的过程的简化说明。该计算还需要在角X(3)的查阅表数值。当然，图7的简化说明只表示少数几个点(它可能储存于查阅表中)，而不是用于较好实施例的128个点。还有可能使用储存点数较少的表和使用三阶或高阶插值法。来自VCO块156的输出包括在线路100/102上传送复合信号，它被输入到内插器38。
现在参照图2B，说明由信号调制器32进行的线性调制的方框图。数据源138经由线路90把NRZ数字数据供给输入寄存器88。但是，就线性调制而论，数据源是被DSP32所提供的时钟信号CLK所同步，以便同步地向输入寄存器88提供数据与经过线路96向该输入寄存器提供读使能信号同步。可以一次对数据的不止一个位进行采样，因此数据的传输率可超过64千比特/秒。此外，这些数字输入数据可以包括用于数字话音寻呼系统的数字压缩话音信号。
在图2B中，输出寄存器80被略去，以简化图形，因为其唯一目的是从2N电平映像程序块140′连通时钟信号。由于NR2数据是同步地被采样，所以不需要边缘检测电路92。此外，不需要为补偿不在NRZ数据的过零转移处采样而校准该边缘。
图2B的2N电平映像程序把每个输入数据符号(d(n))映入在复平面上的相应星座点。图27显示用于具有每数据符号四个数据比特的16QAM线性调制的映像。用于d(n)＝I(n)+jQ(n)的星座点的脉冲以数据符号的频率馈入脉冲整形滤波器(它最好包括低通滤波器)中。脉冲整形滤波器的输出是采样连续时间信号I(t)+jQ(t)，它是复合基带信号。其次这信号被内插器38所内插，而内插后的信号则被输送到DQM36，产生信号I(t)cos(2πfct)-Q(t)sin(2πfct)。
在线路160和162上从2N电平映像程序块传送的未滤波复合基带分别被加到提供由操作员指定的调制延迟时间间隔的延迟块163。延迟后的复合信号经过线路165和167输送到脉冲整形滤波器164和166。这些脉冲整形滤波器包括为在线路100/102上传送到内插器的复合输出信号提供所需包络线的FIR滤波器。线路71从控制器40输送信号给信号调制器32，使操作员能以大致相同的方式选择数字信号调制延迟和其它参数，如上面连同图2A所示FM调制器所描述的那样。
现在翻到图3A和3B，用图说明在处理模拟信号，特别是话音的过程中被信号调制器32所执行的功能调制块的细节。由ADC76以9765.625Hz频率所产生的采样值在线路78上被输入到话音处理块194，它用带通滤波器滤波该信号并校正其相位。输入端接收来自话音处理块194的已滤波的相位补偿后的信号的预加重滤波器198提供话音信号的预加重。带有从控制器40经由寄存器70来的信号的线路71b控制逻辑开关202(实际上是软件标记)，开关202决定预加重滤波器198是对在线路196上的滤波的已相位补偿后的信号的进行以后的处理。如果进行处理的话，开关202选择来自预加重滤波器块198在线路200上的输出信号，把该信号传送到线路204，作为模拟频偏块208的输入。否则，开关202旁路预加重滤波器块。频偏块208被用来按操作员所选择的并经过线路71C供给的数值设定用于语音信号采样值的频偏。
参照图3B，来自频偏校正块208的信号输出在线路210上被输入到采样频率变换块214。该采样频率变换块利用固定的和线性内插处理，把有效抽样率提高到66-2/3KHz。在线路216上来自采样频率变换块214的66-2/3KHz信号输出被输入到频偏极限校正块或限制器218，其频偏极限等于或小于操作员选定的从控制器40通过线路71d传送的输入信号所决定的VCO频偏极限。来自限制器218的频率受限信号在线路220上被输送到延迟块219，并被延迟由操作员(经由从控制器40在线路71g上传送的信号)所选择的一段时间，使得由数字激励器30所产生的已调信号与来自联播无线电系统的其它发射机的所有相应传输同步。延迟后的信号经过线路221传送到贝塞尔LPF块152，它执行上文已经描述的功能，贝塞尔LPF块的输出被送到VCO156，它产生复合输出信号。
如图3B所示，来自VCO156的复合信号最好在线路226上输送到有选择地由操作员使用控制器40所控制逻辑开关228。如果需要的话，操作员可以决定使从信号调制器32引出的输出接地以切断来自数字激励器30的传输。线路71f传送从控制器40经过寄存器70来的用于控制逻辑开关228的信号。如上所述，来自逻辑开关228的输出耦合到接到内插器38的线路100/102。
在图4中，显示了DQM36的功能细节。DSP34执行DQM36和内插器38的功能。相应地，线路100耦合到提供1-6插值法的内插器38a，以便把与被输入的复合信号的同相分量的66-2/3KHz采样频率提高到400KHz。同样地，内插器38b接收在线路102上66-2/3KHz的复合信号的正交分量，产生在线路106上传送的400KHz输出信号。内插器38a和38b包括84-抽头多频段FIR滤波器，其频率响应如图12所示(为简化曲线图，省略了频率响应的负数部分)。因为用于内插器38a和38b的多频段FIR滤波器是在把五个零点插进输入到内插器的每两个数据样元之间以后使用，所以对任何插值法来说，只有14个抽头会有非零输入采样值。因此，可以把84-抽头滤波器改变成顺序使用的六个14-抽头滤波器。
来自内插器38a和38b的400KHz同相和正交信号分别被输入到乘法器240和242。乘法器240用cos(2πfcn)以400KHz同相分量，乘法器242用-sin(2πfcn)乘以正交分量。数值fc是100KHz的第一中频。由于采样频率正好是该中频的四倍，所以只有整数正弦和余弦值有必要加以储存，以执行乘法运算。因为这些数值是精确的，所以没有量化误差。其次把在线路244和246上传送的同相和正交分量输入到加法器248以便把这些信号合并起来，产生在线路108上的第一IF输出信号。于是DQM36产生100KHz的输出已调信号，具有被下列方程所定义的时间方位值VIF(t)vIF(t)＝vI(t)cos(2πfct)-vQ(t)sin(2πfct)(7)DQM36交替进行复合信号的两个分量的插值。以上阐明了来自DQM36的100KHz中频输出的升频变换，以获得900MHz的载频。
数字激励器30可以有选择地在许多可能模式中的一个模式下工作，包括两电平FSK模式、四电平FSK模式、平直模拟(话音)模式以及预加重模拟(话音)模式。此外，可以有选择地把调制设定到FM或线性。操作员根据在显示器50上提供的某单通过控制器40进行操作模式的控制。操作员可在12个指令之间挑选，以改变数字激励器的操作参数。这12个指令当中，其中三个影响数字激励器30的操作，与它所处的模式无关，五个指令影响它在两个电平或四个电平数字数据模式中的操作。其中四个指令影响数字激励器在平直或预加重模拟模式中的操作。当数字激励器的硬件复位时，这些指令参数恢复到缺省值。
影响激励器的操作的三个指令当中，其中一个(不管所选择的模式)是设定VCO156的频偏极限的指令。这频偏极限规定载频输出信号的瞬时频率的最大可能频偏，并可以1Hz为一级设定到±15KHz之间的整数值。此外，不管操作模式(虽然在所有的图中未予显示)，通过使来自信号调制器32的输出接地，可以使逻辑开关228停止已调信号的传输。该性能使操作员在没有发射信号，或暂时停止已调信号的传输的情况下，能确定数字激励器30的状态。
控制器40还使操作员能够使两电平或四电平数据使用的载频设定在缺省值的±2048Hz(以1Hz为一级)范围内。操作员能改变FSK数据频偏(它是两电平或四电平数据信号调制瞬时输出频率从中心频率的频偏)，改变范围是±15KHz，以1Hz为一级(最大到VCO极限值)。两个指令影响信号调制器30从NRZ数字输入数据(如表1和2所示)读入的逻辑电平的变换，该指令包括取反数字指令和非取反数字指令。其中一个操作员指令影响在用数字激励器调制输入信号的过程中可变延迟的校正。
在用模拟输入信号操作期间，可以命令信号调制器30从缺省值改变载频而不受用数字数据操作时所选择的频率。改变的范围也可以是在±2.048Hz范围内以1Hz为一级的任何整数值。而且，操作员能控制模拟频偏极限，它规定输出信号的瞬时频率离开载频的最大可能的频偏。该频偏极限根据VCO频偏极限可以调整到在±15KHz范围内以1Hz为一级的任何整数值。为控制模拟输入信号的调制所需要的时间，其中一个操作员指令将设定数字激励器的可变延迟于某一数值。
控制器40还能查询信号调制器32以确定其状态，包括要求信号调制器返回一个指示其当前操作模式的信号。此外，还要查询由输入采样所引起的峰值频偏。另外，控制器40可以查询输入信号检测，根据是否有位变换通知操作员，数字激励器是否正在接收输入信号。就用模拟输入来操作而论，信号调制器30也能确定并提示控器40峰值频偏是否已超过50%。当边缘转移或峰值频偏被信号调制器32检出已超过50%时，它产生控制器40用于通知操作员输入信号是有效的标志位。
剩下的附图(图13-26)是流程图，根据数字激励器30与信号调制器32的相互作用定义数字激励器30的操作。首先翻到图13，信号调制器32用的复位程序显示于流程图300之中。当该装置被复位或上电时，由数字激励器所执行的复位程序从步骤302开始。步骤302使制定信号调制器32的操作的控制寄存器初始化，步骤304初始化所使用的变量。在步骤306中，提供对信号调制器32与DQM36进行同步的延迟。这延迟足够长，以便向信号调制器保证DQM36已完成其初始化操作。
判定块308包括一个信号调制器确定来自控制器40的选择模式指令是否已被接收的循环。如未接收，该循环继续直到选择模式指令被接收为止，然后转到步骤310，它清除来自寄存器70的读标志，并根据从寄存器70传到DSP的数据调用模式选择子程序。该模式选择子程序启动中断1和2。如果数字激励器在两电平或四电平数字输入数据的FM模式操作就使用中断1程序，并且在边缘检测电路92产生边缘检测中断信号的时候执行该程序。如果信号调制器32以平直或预加重模拟(话音)模式操作，中断1则是一个当作为从ADC76来的采样输入在串行口接收寄存器(不分开显示)的16位字准备读出时执行的串行口中断。中断2是以66-2/3KHz的频率发生的定时器中断，并耦合以响应自动重入定时器的计数值。该定时器计数值是为DSP预先设定的，计数到149时开始，并随着每一个DSP指令周期倒计数，当到达0时就产生中断2。假设信号调制32以数据输入信号模式运行，中断2的产生屏蔽中断1。
步骤318确定边缘检测/串行口中断是否已经发生(中断类型取决于操作模式)如果为真，就执行步位320的中断1。由于只根据边缘检测中断信号的出现才执行步骤318，所以被信号调制器所执行的逻辑正常地转到判定步骤312，它确定定时器是否为0而如果是，就再起动步骤322的地定时器。要不然，或者如果由判定步骤318得出的结果是非，该逻辑就转到执行后台程序的下一个指令的步骤314。该后台程序执行响应来自控制器40的命令的指令。在步骤320、314或324之后，该逻辑转到步骤316，使该循环返回到判定步骤312直到复位发生为止。
图14例示中断1的步骤326，它在数字激励器30以数字数据输入模式操作时被执行。在步骤328产生的中断1后，步骤330设定可变TC(定时器计数)等于当前定时器数值，而步骤332从中断返回。
另一方面，如图15的流程图334所示，如果以模拟模式操作，就在步骤336执行中断1(一串行口中断程序)，该中断程序以模拟输入信号的采样频率9765.625Hz产生。在步骤337中，从ADC76读出的输入模拟数据字AD(i)并暂时储存于信号调制器32的内部存储缓冲器中。在步骤338中，采样值AD(i)被音频处理(滤波)以获得滤波后采样值VP(i)。判定步骤339确定预加重标志(图3A的开关202)是否被后台程序置“1”，要不然就转到步骤340，它把数值PE(i)分配给VP(i)。相反地，如果操作员选择预加重滤波，该逻辑转到步骤341，它把预加重滤波器应用于幅度，确定以含有在无限冲激响应滤波过程中实现的系数h2(n)的VP(i)的卷积为根据的数值PE(i)。在步骤340或341之后，步骤343根据操作员选定的模拟频偏所确定的因数校正PE(i)，以便求出数值AG(i)。这判定的结果暂时储存于步骤345，同时在步骤347中，该逻辑从中断返回。
现在翻到图16A和16B，流程图342揭示以数字数据信号输入模式(FM)操作期间执行中断22所采用的步骤。中断2从步骤344开始，随后是屏蔽中断1的步骤346。步骤348把当前定时计数器值贮存于可变TCS(贮存定时器计数)中。在步骤350中，使数值TC复位到-1。步骤352启动中断1。在判定步骤354中，该逻辑判定TCS的数值是否等于-1，如果是，就转到步骤355，其中使用了储存的变换电平(以前一个数据采样值为根据)供当前变换电平之用。但是，如果TCS的数值是在0和149(0和149也包括在内)之间，该逻辑就转到步骤356，它读出来自输入寄存器88的输入位流(TxD)，并把该数值映像成被DSP调制模式所使用的电平，随后进行即，FM或线性调制。判定步骤358确定四电平变换标志是否已被置“1”(被操作员)，如果是，就转到步骤360，用四电平把输入比特流采样值(S)映像成映像电平SML(i)。如果用两电平映像来操作，步骤362的两电平映像输入比特流采样值(S)，以获得映像电平。在步骤360或步骤362之后，判定步骤364确定可变TCS是否等于148或149，如果是，就设定TCS等于0。因为在信号调制器32接收边缘检测中断的时间和把定时器数值储存于TC的时间之间有两个采样的延迟，该测试是必要的。如果TCS等于148或149，在储存TCS数值以前和产生边缘检测中断信号以后，自动重入定时器计数就已经被复位。
在步骤366之后或在判定步骤364的负响应以后，判定步骤368确定当定时中断被屏蔽时，即，在DSP正在执行指令和不能用来处理边缘检测中断信号期间，是否产生定时中断信号。如果是，步骤370在DSP被屏蔽期间把TCS设定到中间值。在判定步骤368的负响应以后或在完成步骤370之后，步骤372确定用于步骤374的移位值。步骤374确定当前输入数据采样比特流的当前映像电平，并进行插值以适应数字输入数据的异步采样。
步骤376使当前映像电平的频偏作为操作员所供应的频偏变量的函数，产生变量BI(i)。这时，把前面的定时中断用的信号调制器的同相复合分量写入DQM36。已储存于信号调制器32内的内数据存储器中的该数据现在在步骤378中输出到DQM，输出同相数值的时延用于为输出信号的同相和正交分量之间提供至少25个字的暂时间隔，结果使DQM有充分时间处理两个分量。
在步骤位380中，储存于内部数据缓冲器的信号BI(i)由带贝塞尔LPF152的FIR滤波器的常系数进行卷积而低通滤波。这些系数用h(k)表示。
步骤382为正弦查阅表的指针计算出查阅表增量并加上偏移量△off。以后步骤384提供在步骤382中所计算的指针增量以获得θ(i)在0到大约128范围内的数值。指针值约二个MSBs表示整数部分，九个比特表示小数部分。步骤386把这两部分隔开。在步位386中所计算的数值被贮存起来以供下一次定时中断用。步骤388使定时程序使用128单元正弦查阅表的数值执行二阶插值法。从单元m-1开始，该程序确定正交输出分量(Q(i))。之后指针按32递增，定时程序利用128单元查阅表的三个数值执行二阶插值法，以便在步骤390中确定复合信号(I(i))的同相分量。
判定步骤392检测停止发射标志(被操作员所控制)。如果置位，步骤394把复合输出信号I(i)和Q(i)置零。否则，步骤396储存复合信号的同相分量的当前数值以供下一次定时中断期间使用。步骤398把正交分量(Q(i))的数值写入DQM36。此后，步骤400从中断返回。
图28例示在线性调制数据输入信号期间所执行的步骤，从步位600的中断/开始，它以同步输入数据采样频率的频度产生。在步骤602中，2N电平映像程序从输入数据寄存器88读出N比特(TxD)，并且在步骤606中执行TxD的2N电平映像，以获得同相和正交分量I(n)和Q(n)。步骤606把前面的脉冲整形值PS(n-1)写入DQM36。在步骤608中，把用于线性调制的被操作所选择的延迟加到复合信号的两部分I(n)和Q(n)中，从而保证激励器30所产生的已调信号与从联播寻呼系统的其它发射机所发射的已调信号同步。
在步位610中，低通滤波器通过使I(n)分量与系数h3卷积作用于该分量，产生脉冲整形信号IPS(n)。同样，在步骤612中，通过使Q(n)信号与系数h3卷积把该信号低通滤波，以确定QPS(n)。步骤614暂时储存IPS(n)，以便在一次定时中断期间把它写入DQM中。在步位616中，把QPS(n)写入DQM36，然后步骤618从中断返回。
图17A和17B显示当该装置对模拟(话音)信号调制时，信号调制器中断程序2的步骤。定时中断程序2从步骤402开始并转到步骤404，它将9765.625Hz采样信号AG(n)重新采样到66-2/3KHz。在较好的实施例中，来自ADC76的采样值是以9765.625Hz的频率产生的，而定时中断程序是以速率为66-2/3KHz的采样值为根据。步骤406设定模拟频偏极限作为操作员选定(用来产生Dev2)的数值的函数，产生信号值BI(i)。施加于调制过程的操作员选定时延在步位407中由延迟信号BI完成。在步骤408中，前一个同相分量I(i-1)经由内插器38写入DQM。低通滤波通过数值BI(i)与系数h1卷积，产生低通滤波信号LPFO(i)。
在步骤412中，余弦/正弦查阅表增量△(i)被确定为LPFO(i)、变量VCOL和补偿值△off的函数。在步骤414中，使查阅表指针增大，以确定新指针数值θ(i)。剩下的步骤446-458与步位388-400一样，连同调制数字输入数据加以实现。所以，这些步位不需要再加以讨论。
如果数字激励器30从控制器40接收改变模式的指令，在后台程序中执行的模式改变作业就改变在定时中断开头的转移地址，以便转到切换定时中断程序，该程序示于图18中。该程序从把前一个同相分量I(i-1)被写入DQM36的步骤460开始。因为定时中断程序总是以66-2/3KHz的频率操作，而信号调制器不能中止DQM的操作所以步骤460是必需的。不能如所要求的那样，把同相和正交分量传送到DQM会使信号调制器32和DQM36彼此失步。在中断程序2的切换过程中，规定以所需66-2/3KHz的速率把复合信号的同相和正交分量传送到DQM，同时模式选择子程序完成模式转换所必需的变量初始化。一旦在后台程序中完成了这些初始化，模式选择子程序就使定时中断开始时的转移地址转换成起始地址，以便在调制数字或模拟(话音)输入数据的过程中操纵数字激励器。
在步骤462中LPF输入端的零位调整和在步骤463中用于操作员选择时间间隔的信号BI延迟以后，处理的最后阶段对模拟和数字数据来说都是相同的。因此，在图16中，步骤464-484与步骤380-400是相同的，以上已讨论。
只要信号调制器32不执行中断程序，图19所示后台程序就总是执行。如果在后台程序正在处理时发生任何中断，后台程序也被先取，同时该程序继续查询8位输入寄存器70上数据可用DSP标志位直到该比特被置位为止。一旦该比特被置位，信号处理器32就知道，来自控制器40的指令已写入16位寄存器，使后台程序读出该指令并清除数据可用DSP标志位。
后台程序执行四个任务，包括软件复位、操作模式转变、上面讨论的任一参数数值的改变、或请求信号调制器提供参数的状态。后台程序为执行一个特定任务转移到起始地址并且一旦该任务结束，就返回扫描数据可用DSP标志位的循环。该程序示于图19，从起始步骤486开始。判定步骤488判定读出指令标志是否已被置位，如未置位就转到步骤490，它使DSP循环直到标记比特被置位为止。否则，该逻辑就转到步骤492，从16位输入寄存器70读出指令。步骤494清除读出指令标志，同时步骤496调入由后台程序所执行的适当任务。此后，该程序循环直到复位为止。
在图20中，显示了用于执行模式转换任务的后台程序，从屏蔽中断1的步骤498开始。之后，如上所述，步骤500选择模式切换定时程序，并选择定时中断转移地址。在步骤502调用适当的模式选择子程序。在执行模式选择子程序之后，该逻辑返回主后台程序的步骤504。
在较好实施例中控制器40能设定八个参数当中的任何一个，这八个参数包括在数据输入操作时数字激励器的频率偏移量、在模拟输入操作时数字激励器的频率偏移量VCO偏差极限、在数据输入操作时数字激励器的频偏、在模拟输入操作时激励器的频偏、在模拟输入操作时数字激励器的频偏、数字数据映像的极性、以及来自VCO156(逻辑开关228)的输出信号的中断。
图21和22分别涉及，用于设定偏移量、频偏或校准频偏，或者响应状态请求而返回峰值频偏的操作。在图21中，步骤506是到适当的命令任务程序的入口点。判定步骤508确定读出指令标志是否已被控制器40置位，如未置位，步骤510使该逻辑循环直到该标志复位为止。但是，如果该标志被置位，步骤512就从寄存器70读出数据并校准所选择的变量。然后步位514请涂该读出指令并设定该变量。其后，步骤516返回主后台程序。
同样地，在图22中，步骤518指示，将执行峰值频偏程序，其中信号调制器确定采样输入信号的频偏。判定步骤520确定信号调制器是否正在处理模拟数据，如不是就转到步骤528，它返回到主后台程序。但是，如果以模拟模式操作，步骤522就计算出输入信号的峰值频偏。然后在步骤524把峰值频偏写入寄存器70的16位寄存器中，并在步骤526中使8位寄存器的外部写入数据标志置位。步位528接着使信号调制器返回主后台程序。
另一个状态请求任务是检测输入信号是否是有源的。图23显示当步骤530调入调制检测状态请求程序时所执行的后台程序。判定步骤532确定数字激励器是否正在处理模拟或数字输入数据。如果是数字数据，步骤534确定是否在数据定时程序中产生边沿变换，如果是，它表明产生调制。相反地，如果处理模拟数据，步骤536检验输入的幅度，以确定在预定时间财周期它是否曾经超过某一临界值，这只在输入模拟信号时才发生。接下来，步骤538把调制检测状态标志写入寄存器70，在步骤542返回主后台程序之前，在步骤540把外部写入数据标志写入寄存器。
图24-26涉及DQM36操作的不同方面。在图24中，显示了DQM36的复位程序所执行的步骤，起点在数字激励器30复位或接通电源的时候产生的步骤544。在复位以后，步骤546初始化控制寄存器，同时步骤548初始化DSP34使用的变量。在步位550中，使能中断1。之后，DQM进入等待中断发生循环，直到复位为止。在判定步骤552中，确定串行口发送中断是否已产生(中断2)，该串行口发送中断以400KHz的频率产生。如果未产生该逻辑继续步骤560以循环返回判定步骤552，该循环直到该装置被复位为止。但是，如果对判定步骤552的响应为真，步骤556就执行中断2并转到步骤560。在任一点上，如果产生读出输入数据中断(中断1)，该中断被判定步骤554所检测。如果为真步骤558就执行中断1。否则，来自判定步骤554的响应继续步骤560，循环直到复位为止。
图28显示在完成步骤562的中断1所执行的步骤。在步骤564期间，中断1程序读出来自外部寄存器的数据字。判定步骤566确定是从信号调制器写入的第一个字。如果是，步骤568就启动中断2。否则，或在步骤568之后，该逻辑转到步骤570，从中断状态返回。图26显示在步骤577的中断2期间所执行的步骤。在中断以后，该程序首先把以前的DQM第一中频输出IFO(i-1)写入串行口发送寄存器，以便在步骤574中能把它输送到DAC110。在步骤576中，调用一个程序以执行以后的插值。在步骤578中，通过12个可能的FIR内插滤波器使同相或正交分量的采样值卷积。通过在该12个滤波中循环，包括从66-2/3KHz到400KHz按因数6内插和调制以产生100KHz的IF输出信号的两个操作同时执行。中断程序以这种方式在对同相和正交分量进行滤波之间交替，并在步骤580从中断状态返回。
当用图说明了本发明的较好实施例并根据较好的实施例加以描述的时候，可以看到，在没有超出本发明的实质和范围的情况下，可以在其中作各种各样的改变。因此，本发明的范围不被较好实施例的描述所限制，而应当全部参照权利要求加以确定。
权利要求
1.用于无线电发射机的激励器，包括(a)用于向激励器提供输入信号的装置，以便处理和作为无线电信号发射出去；(b)输入信号调制器装置，耦合到提供输入信号的装置，用于调制输入信号和产生含有同相和正交分量的复合已调信号；(c)内插器装置，耦合到输入信号调制器装置以接收已调信号，用于从已调信号采样以产生采样值并插入已调信号的采样值中间，以确定两采样值之间的内插值，从而大幅度提高从已调信号采样的有效采样率，所述采样和内插值共同组成内插信号；(d)正交调制器装置，耦合到内插器装置以接收内插信号，以便把内插信号从复合信号转变成不是复数的通带信号；及(e)上变频器装置，耦合到正交调制器装置以接收通带信号，以便把通带信号从较低频率信号转变成较高频率信号，用于输出和作为无线信号发射出去。
2.根据权利要求1的激励器，其特征在于，上变频器装置包括(a)数/模转换器，它接收通带信号，并把它从数字信号转变成模拟信号;(b)第一本机振荡器，它产生第一周期性变动信号，其频率比通带信号的频率高得多;(c)第一乘法器，它用模拟信号乘以第一周期性变动信号，以产生第一中频信号;(d)带通滤波器，它对第一中频信号滤波，以产生已滤波信号;(e)第二本机振荡器，它产生第二周期性变动信号，其频率比已滤波信号的频率高得多;及(f)第二乘法器，它用已滤波信号乘以第二周期性变动信号，以产生包括输出信号的第二中频信号。
3.根据权利要求1的激励器，其特征在于，内插器装置和正交调制器装置包括第二数字处理器。
4.根据权利要求1的激励器，其特征在于，输入信号调制器装置包括(a)用于接收和滤波输入信号而加以耦合的低通滤波器;及(b)数字压控振荡器，它包括第一数字信号处理器，所述第一数字信号处理器以正交相关周期函数处理输入信号产生同相和正交分量。
5.根据权利要求4的激励器，其特征在于，数字信号处理器包括储存了周期函数的有限数目的数值的查阅表的存储器，所述数字信号处理器把周期函数的数值插入储存于查阅表的那些数值中间以提高限定用于确定正交和同相分量的周期函数的数值的分辨率。
6.根据权利要求5的激励器，其特征在于，第一数字信号处理器在周期函数值口插入二阶插值。
7.根据权利要求1的激励器，其特征在于，正交调制器装置包括复数乘法器装置，它工作于选择出的频率，使得用具有整数值的正弦和余弦函数来乘内插信号就能执行正交调制。
8.根据权利要求1的激励器，其特征在于，用于提供输入信号的装置包括边缘检测器，当数据输入信号改变逻辑状态时，该检测器产生边缘检测信号，而输入信号调制器装置包括响应边缘检测信号的定时器，所述定时器确定以预定抽样率从输入信号最后一个采样的时刻和产生边缘检测信号的时刻之间的时间间隔，所述输入信号调制器装置包括滤波器装置，以便以时间间隔为根据改变输入信号的采样值之间的比例，以确定和数据输入信号的逻辑状态的变化同步的数据变换。
9.根据权利要求8的激励器，其特征在于，滤波器装置包括有限冲激低通滤波器。
10.根据权利要求1的激励器，其特征在于，输入信号调制器装置包括移频器装置，用于按可变增量调节复合信号的中心频率。
11.根据权利要求1的激励器，其特征在于，输入信号调制器装置包括调制选择器装置，它使操作员能选择线性调制和输入信号频率调制中的一种调制。
12.一种使用输入信号以调制供发射用的射频输出信号的方法，包括以下步骤(a)处理输入信号以产生既有同相又有正交分量的数字复合信号;(b)从数字复合信号采样以产生采样值;(c)在数字复合信号的采样值当中插入值，以确定采样值之间的内插值，从而大幅度提高对数字复合信号采样的有效采样率，采样和内插值共同构成内插信号;(d)把内插信号从复合信号转变成不是复数的通带信号;及(e)把通带信号从较低频率信号转变成较高频率信号，用于输出和作为已调无线电信号射出去。
13.根据权利要求12的方法，其特征在于转变通带信号的步骤包括(a)把通带信号从数字信号转变成模拟信号;(b)产生第一周期性变动信号，其频率比通带信号的频率高得多;(c)用模拟信号乘以第一周期性变动信号，以产生第一中频信号;(d)带通滤波第一中频信号，以产生已滤波信号;(e)产生第二周期性变动信号，其频率比已滤波信号的频率高得多;及(f)用已滤波信号乘以第二周期性变动信号，以产生包括输出信号的第二中频信号。
14.根据权利要求12的方法，其特征在于，处理输入信号的步骤包括(a)低通滤波输入信号，以产生已滤波输入信号;及(b)以正交相关周期函数处理已滤波输入信号。
15.根据权利要求14的方法，其特征在于，处理输入信号的步骤另外包括以下步骤(a)储存有限数目的数值供查阅表的周期函数用;(b)把用于周期函数的数值插入储存于查阅表的那些数值中间以提高用来确定限定同相和正交分量的周期函数的数值的分辨率。
16.根据权利要求12的方法，另外包括把同相和正交分量从数字信号转变成模拟信号的步位。
17.根据权利要求12的方法，其特征在于，输入信号是数字信号，另外包括以下步骤(a)当输入信号改变逻辑状态时，产生边缘检测信号;(b)以预定采样率从输入信号采样;(c)确定以预定采样率从输入信号最后一个采样的时刻和产生边缘检测信号的时刻之间的时间间隔;及(d)以时间间隔为根据改变输入信号的采样值之间的比例，以确定和数据输入信号的逻辑状态的变化同步的数据变换。
18.根据权利要求12的方法，另外包括调节数字复合信号的中心频率一个可变增量的步骤。
19.根据权利要求12的方法，其特征在于，处理步位包括选择线性调制和输入信号的频率调制中的一个调整的步骤。
20.在无线电发射机的激励器中，供有选择地设定和调整用于调制由激励器所产生的RF信号的特性参数而不需要监视RF信号以确定这种调整的效果的设备，所述设备包括(a)数字信号处理器装置，为接收输入信号而加以耦合，用于产生复合已调信号，其中输入信号按照选择调制方案确定调制条件;(b)处理器控制装置，耦合到数字信号处理器装置，用于按照一组预定程序指令控制数字信号处理器装置，所述处理器控制装置使用操作员选择的特性参数的数字数值，以控制数字信号处理器装置;及(c)操作员接口装置，耦合到处理器控制装置，用于接收操作员选择的所述特性参数的数字数值，所述处理器控制装置把所述数字数值供给数字信号处理机装置用于产生复合已调信号，从而基本上消除任何所述特性参数随时间的漂移或变化以及作为环境条件变化的函数，否则所述特性参数的模拟调整时使用该函数。
21.根据权利要求20的设备，其特征在于，特性参数包括从一组当中挑选出来的一个或多个参数，这一组参数包括用于频移键控调制的频偏极限、激励器中心频率、模拟频偏极限、模拟频偏电平、频移键控频偏电平、模拟信号调制延时、和数字信号调制延时。
22.根据权利要求20的设备，其特征在于，操作员接口装置包括从配置处理器控制装置的地点之外的不同地理位置耦合到处理器控制装置上的远距离终端，所述远距离终端使在不同地理位置的操作员能选择特性参数。
23.根据权利要求20的设备，其特征在于，操作员接口装置包括键盘和显示器，该键盘包括许多被操作员选择激励的分立开关，以选择用于所述特性参数的数字数值。
24.根据权利要求20的设备，其特征在于，处理机控制装置监视调制条件，产生指示所述调制条件的信号，所述操作接口装置显示相应于指向操作员的信号的数值。
25.根据权利要求20的设备，其特征在于，操作员从一组信号当中选择指示调制条件的信号，这一组信号包括输入数据检测信号、调制模式信号、用于频移键控调制的频偏极限信号、模拟峰值频偏信号、模拟频偏电平信号、频移键控频偏电平信号、指示应用于模拟输入信号的调制的时延的模拟信号延迟信号、指示应用于数字信号的调制的时延的数字延迟信号、和中心频率偏置信号。
26.根据权利要求20的设备，其特征在于，操作员接口装置包括从配置处理器控制装置的地点之外的不同地理位置耦合到处理器控制装置的远距离终端，所述远距离终端使在不同地理位置的操作员能选取指示调制条件的信号，并且从一组这样的信号当中选择，所述一组信号包括输入数据检测信号、调制模式信号、用于频移键控调制的频偏极限信号、模拟峰值频偏信号、模拟频偏电平信号、频移键控频偏电平信号、指示应用于模拟输入信号的调制的时延的模拟信号延迟信号、指示应用于数字信号的调制的时延的数字延迟信号、和中心频率偏置信号。
27.根据权利要求20的设备，其特征在于，数字信号处理器装置包括可选预加重滤波器，所述处理器控制装置响应操作员输入信号，以使数字信号处理器装置在产生复合已调信号的时候选择使用预加重滤波器。
28.一种有选择地设定和调节被无线发射机的激励器所使用的特性参数的方法，以便调制RF信号，而不需要监视RF信号以确定上述调节的效果，所述方法包括以下步骤(a)产生既有同相又有正交分量的复合已调信号，按照选定的调制方案，输入信号用于调制复合已调信号以产生RF信号;(b)接收操作员选择的所述特性参数的数字数值;及(c)在产生复合已调信号的过程中，使用由操作员选择的所述数字数值，以便基本上消除所述至少一个特性参数随时间的漂移和变化和作为环境条件变化的函数，如果不用数字数值对所述至少一个特性参数进行模拟调节和设定时，需要用到该函数。
29.根据权利要求28的方法，其特征在于，接收操作员选择的步骤包括操作员从一组参数当中选择特性参数的步骤，这一组参数包括用于移频键控调制的频偏极限，激励器中心频率、模拟频偏极限、模拟频偏电平、频移键控频偏电平、模拟信号调制时延、和数字信号调制时延。
30.根据权利要求28的方法，其特征在于，接收操作员选择的数字数值的步骤包括从调制RF信号的地点之外的不同地理位置发送操作员所选择的数字数值的步骤。
31.根据权利要求28的方法，其特征在于，接收操作员选择的数字数值的步骤包括通过在键盘上输入数字值而选择数字值的步骤。
32.根据权利要求28的方法，另外包括以下步骤(a)产生指示RF信号的调制条件的信号;及(b)为操作员显示一个相应于所述信号的数值。
33.根据权利要求32的方法，另外包括从一组信号当中选择指示调制条件的信号的步骤，这一组信号包括输入数据检测信号、调制模式信号、用于频移键控调制的频偏极限信号、频移键控频偏电平信号、指示模拟输入信号调制的时延的模拟信号延迟信号、指示数字信号调制的时延的数字延迟信号、和中心频率偏移信号。
34.根据权利要求32的方法，其特征在于，产生信号和显示数值的所述步骤是响应地理位置远离的操作员，使该操作员当信号在远距离位置上显示的时候能获得该信号。
35.根据权利要求28的方法，另外包括在调制RF信号的过程中有选择地使用预加重滤波器的步骤。
36.权利要求28的方法，另外包括选择调制RF信号用的模式的步骤，被选择的所述模式包括调制带数字输入数据信号的RF信号的数据模式，和调制带模拟输入数据信号的调制RF信号的模拟模式中的一个模式。
37.用于无线电发射机的激励器包括(a)数字信号处理机装置，为接收输入信号而加以耦合，用于产生复合已调信号，其中输入信号按照选定的调制方案确定调制条件;(b)用于使信号延迟的延迟装置，该信号在选定的时间间隔被数字信号处理器装置所调制;及(c)用于有选择地确定数字信号处理器装置的操作模式的装置，包括输入信号是模拟信号的模拟模式，和输入信号是数字信号的数字模式，所述延迟装置使数字信号和模拟信号中的一个信号延迟，以便均衡数字信号处理器装置所需时间以处理模拟和数字信号，从而保证，当数字和模拟模式之间发生转换的时候，从激励器输出的已调信号基本上没有出现时移。
38.在用于无线电发射机的激励器中，一种用于在模拟信号的调制和数据信号的调制之间均衡时延的方法，包括以下步骤(a)产生复合已调信号，其中输入信号按照选定的调制方案确定调制条件;(b)使被调制的信号延迟一段选定的时间;(c)有选择地确定激励器操作的模式，包括输入信号是模拟信号的模拟模式，和输入信号是数据信号的数据模式;及(d)使数字信号和模拟信号中的一个信号延迟，以使调制模拟和数字信号所需时间相等，从而保证，当激励器在数字和模拟模式之间转换的时候，从激励器输出的已调信号基本上没有出现时移。
39.在包括许多基本上同时发射公共信号的发射机的联播无线电系统中，一种用于无线电发射机的激励器包括(a)数字信号处理机装置，为接收输入信号加以耦合，用于产生载波信号被输入信号所调制的复合已调信号，由此产生已调信号;(b)延迟装置，用于使数字信号处理器装置所调制的信号延迟一段选定的时间;及(c)用于操作员输入延迟装置所用的一段选定时间间隔的装置，所述延迟时间是被操作员所选择，使得延迟装置能充分地延迟被数字信号处理器装置所调制的信号，以便把已调信号与相应的联播无线电系统的其它发射机所产生的已调信号同步起来。
40.在包括许多发射机的联播无线电系统使用的无线电发射机的激励器中，一种用于使从无线电发射机发射的信号与相应的从联播无线电系统的其它发射机发射的信号同步的方法包括以下步骤(a)在数字激励器中产生复合已调信号，其中载波信号被输入信号所调制;(b)把延迟时间输入数字激励器，所述延迟时间足以使复合已调信号与相应的从联播无线电系统的其它发射机发射的已调信号同步;及(c)在数字激励器的一点上，按该延迟时间延迟被调制的信号。
全文摘要
用于有选择地调制数字或模拟输入数据的数字激励器(30)。该数字激励器包括数字信号调制器(32)和数字正交调制器(DQM)(36)，它包括两个数字信号处理器(DSPs)。该信号调制器被控制器40所控制。操作员能有选择地确定数字激励器是否用于调制两电平或四电平NRZ数字数据以及该装置是否提供输入信号的线性调制或频率调制(FM)。内插器(38)把用于信号调制器的66-2/3KHz定时中断速率增加到400KHz，由此通过简化用于正交调制的正弦和余弦值降低包括DQM的DSP上的处理负载。操作员可以从本地的或者从远距离的视频显示终端(VDT)菜单上的多个操作参数当中选择。
文档编号H03C1/00GK1086942SQ93118148
公开日1994年5月18日 申请日期1993年9月22日 优先权日1992年9月22日
发明者R·F·马切托, T·A·斯图尔特, P·A·高德, D·W·克洛格, C·B·科斯, T·J·林德勒, R·J·兴克尔 申请人:格伦内勒电子有限公司