专利名称：带有限幅电平控制的功率放大器的制作方法
技术领域：
本发明涉及模仿真空管失真的固态功率放大器。具体地说，本发明涉及一种含有真空管失真电路的固态功率放大器，其中放大器的功率大小可以在保持具有合适的真空管失真声响的同时被连续地改变。
人们希望能够控制功率放大器的输出容量。对许多演奏师来说更是希望把功率放大器本身作为获得所谓真空管失真声响的主要装置。他们的希望是在高音量的舞台演出时有高的功率放大器输出容量，而在播音室内演奏时有低的功率放大器输出容量。为此许多现代的真空管功率放大器带有高低转换开关。但是大多数固态功率放大器没有提供这一性能。因此希望能够提供功率放大器的可变的功率输出，特别是连续可变的功率输出能力。
本发明基于下述发现可以通过在第一放大级和高增益的功率放大级之间利用一个限制电路来限制输出功率。一个连接在各放大级的反馈电路之间的控制电路可以用来在其他级增益下降时增大第一级的增益，在其他级增益增大时降低第一级的增益。其结果是，限制电路的作用随着第一级增益的增大而增大，随着第一级增益的降低而降低。
在一个特定的实施例中，本发明给出这样一个放大器，它包括一个含有输入电路、输出电路和反馈电路的第一放大级；一个在高功率输出时呈现固有限幅失真特性并且含有输入电路、输出电路和反馈电路的功率放大级；以及一个耦合在功率放大级输入端和第一放大级输出端之间的、用来限制对功率放大级的输入大小的限制电路。在两个反馈电路之间连接了一个真空管动态特性控制器，用来以相反的方向同时改变第一放大级和功率放大级的反馈电路中的反馈阻抗。
在一个示范性实施例中，真空管动态控制器包括一个具有同轴双连电位计或同轴双连电阻形式的阻抗；并且限制电路是一个二极管限幅网络。限制电路还可以含有一个压缩电路。该系统还可以包含一个现实和共振(Presence and Resonance)电路，用来控制负载电路的阻尼因子。该系统还可以进一步包含一个纹波滤波器，用来减小功率放大器满功率输出时出现的纹波失真。
附图的简单说明
图1是精略说明本发明概念的原理方框图；图2是较详细地说明带有简化的限制电路本发明概念的原理图；图3是类似于图2布局的原理图，但它进一步采用了一个纹波滤波器，用以减小在高功率工作时引起的恼人的电源交流声；图4是类似于图3的本发明的原理图，其中在限制电路上连接了一个压缩电路，用以引入受控的交叉失真；以及图5是结合了图3和图4的元件的原理图，并进一步包含一个现实和共振电路，用以改变负载的阻尼因子。
图1画出了根据本发明的可变输出固态功率放大器10。如图所示，该放大器10包括一个带有输入和输出电路的第一放大级12，一个带有自己的输入和输出电路功率放大级14，以及一个连接在第一放大级12的输出端和功率放大级14的输入端之间的限制电路16。限制电路16有一个输出电压限制电路，使功率放大级14的输入受到限制。放大级12和14各有一个反馈电路18和20，它们以反馈关系的方式连接在相应的输入端和输出端之间，如图所示。阻抗控制器22连接在反馈电路18和20之间。阻抗控制器也就是真空管动态特性控制器(今后称作T动态控制器)22用来在向反馈电路18引入减小的阻抗的同时向反馈电路20引入增大的阻抗，或者相反。在示范性实施例中，T动态控制器22向放大级12的反馈电路18引入低阻抗将导致其增益的增大。同时，T动态控制器22向功率放大级14的反馈电路20引入高阻抗将导致其增益减少到最小值。当功率放大级14具有相对比较高的增益时将出现满功率输出，此时它呈现固有的限幅失真。
当第一放大级12的增益增大以及功率放大级14的增益减小时，限制电路16的作用是限制功率放大级14的输入信号。根据本发明，放大级12增益的增大导致其输出的增大，直到达到限制电路16的电压限制值。其后，信号电平的进一步增大不会改变功率放大级14的输入。换言之，输入给功率放大级14的信号受到了限幅或限制。T动态控制器22就是这样使系统工作在相对较低的功率大小上，以获得良好的演播室性能。当在舞台演出下希望增大功率大小时，第一放大级的增益被减小，从而减小了限制电路16的作用，同时增大了功率放大级14的增益，使它得以产生其自身的固有限幅失真特性。
图2较详细地示出了类似于图1布局的一个放大器系统30的示范性实施例，其中相似的元部件用相同的代号表示。放大器30中使用了第一和第二放大级12和14，限制电路16，第一和第二反馈电路18和20，以及T动态控制器22。放大级12包含一个运算放大器U1A，放大级14包含一个带有运算放大器驱动器U1B的乙类功率放大器U2B。T动态控制器22如图所示，连接在运算放大器U1A和U1B所对应的反馈电路18和20之间。
在图2的电路中，输入信号I通过耦合电容C1耦合到运算放大器U1A的非倒相输入端。电阻R1也和电容C1一起连接到U1A的非倒相输入端上，以建立一个接地参考电平。运算放大器U1A的第一反馈电路18包括连接在U1A的输出端和倒相输入端之间的互相串连的电阻R3和R5。互相串连的电容C2和电阻R2连接在U1A的倒相输入端和地之间。电容C2阻断电阻R2上的直流成分。跨接在U1A上的电容C3提供高频衰减的稳定性。
与反馈电路18有联系的电阻19连接在U1A的倒相端和负载L(例如扬声器)之间，提供放大器30的整体电压反馈路径。电阻R20也同样连接在U1A输入端和负载L之间，提供放大器30的电流反馈路径。电阻R4连接在反馈电阻R3和R5的公共节点和阻抗控制器22之间，用来限制运算放大器U1A的最大增益。并联在电阻R19上的电容C12提供高频衰减稳定性。
T动态控制器22含有一对同轴电位计VR1A和VR1B。当顺时针旋转到极限位置(CW)时，VR1A向电路引入最大阻抗(例如10KΩ)，同时VR1B位在0Ω处。反之，当逆时针旋转到极限位置(CCW)时，VR1A为零而VR1B为最大阻抗(例如10kΩ)。电阻R23跨接在VR1B上，向运算放大器U1B的反馈电路提供一个最小电阻，从而给U1B提供了一个最小增益特性。当阻抗控制器22转到CW位置时，如上所述，VR1A具有最大值(例如10kΩ)。这样的设置使运算放大器U1A有最小的增益值。
限制电路16上的信号通过耦合电容C5耦合到功率放大级14中的运算放大器U1B的倒相输入端上。电阻R7连接在U1B的倒相输入端和地之间，提供接地参考电平。电容C6连接在U1B的输出端和输入端之间，提供高频衰减稳定性。
在图2所示的布局中，限制电路14包括两个并联的二极管CR1和CR2，它们以极性相反的形式或背对背的形式连接。运算放大器U1A通过耦合电容C4和串连的电阻R6耦合到限制电路16上。失真电路16中的二极管CR1和CR2用作信号限幅器，每当该点的信号电平超过二极管的前向压降(例如±0.6v峰值)时便起限幅作用。换言之，当放大级12的增益增大时，其输出最终将受到由限制电路16所设定的极限值的限制。这接着又限制了对功率放大级14的输入电压，从而限制了整个系统的输出。
放大器U1B的作用是作为放大器U2B的前置驱动器，在本示范性实施例中后者是以互补方式连接的乙类放大器。在图示的布局中，电阻R8和R10起驱动电阻的作用。与二极管CR4和CR5相串连的互相并联的二极管CR3和电阻R9构成了驱动电阻之间的偏置网络。互补驱动器Q3和Q4分别与以互补方式连接的输出器件Q5和Q6及驱动电阻R8和R10，以达灵顿方式连接。互补限流器件Q1和Q2分别连接在驱动器Q3和Q4的基极电路和相应输出器件Q5和Q6的发射极电路之间。互补二极管CR6和CR7分别连接在驱动器Q3和Q4以及限流器件Q1和Q2的基极-集电极电路中。电阻R11、R12、R15和R16以及互补滤波电容C9和C10如图示那样连接。
由二极管CR8-CR11组成的桥式整流电路R连接在电源变压器T上。驱动器Q3和Q4基极-集电极电路中的电容C7和C8提供高频衰减稳定性。
运算放大器U1B有一个反馈电路20，它包含连接在非倒相输入端和负载L之间的电阻R22。该电阻R22给放大器30提供整体反馈的一个辅助通道。电阻R21连接在放大器U1B的非倒相输入端和阻抗控制器22的可变电阻VR1B之间。该电阻21限制放大器U1B的最大增益。电容C14连接在U1B的非倒相输入端和负载L之间，提供高频衰减稳定性。电容C13连接在非倒相输入端和电阻21之间，给电阻21提供直流隔离。
电容C11连接在电源变压器T的次级方，以保护电桥整流器二极管CR8-CR11不受电压尖冲的影响。当阻抗控制电路22转到顺时针方向的极端位置(CW)时，可变电阻VR1B处于最小值(0Ω)，由此使放大器U1B有最大增益。
电阻24连接在负载L和地之间，提供输出电流采样。这样，该电阻24提供了电流反馈，使放大器30的阻尼因子减小到类似于真空管放大器的值，例如使阻尼因子约等于1。如前面所指出的，电阻23跨接在可变电阻VR1B上，以建立运算放大器U1B的最小增益值。
在一般地讨论了各个电路元件之后，下面较详细地讨论整个系统的工作过程如T动态控制器22的作用。为了说明概念，给出了示范性电路中一些元件的值。其他值可以按需要确定。
重复前面的设定，即CW(或最大)设定，VR1A为10kΩ，VR1B为0Ω。这样U1A具有最小增益值，U1B具有最大增益值。所示的示范性功率放大器10是希望能够给8Ω的负载提供50WRMS(均方根瓦)的功率的。这样，该放大器将给负载提供约20VRMS(均方根伏)的电压。运算放大器U1B的反馈电阻(R22)为100kΩ，接地电阻(R21＋VR1B)为1kΩ(目前VR1B的阻抗为0Ω)。于是，U1B的增益为101(即R22/R21＋1)。因此，U1B上的输入电平约为0.2VRMS(20/101，或峰值电压0.282V.这个电平远低于限制电路16中的二极管CR1和CR2的正向导通电平。从而，功率放大器30可以向负载L提供20VRMS的电压而信号不会被二极管CR1和CR2限幅。这时，U1A具有最小增益。由于大部分电流和电压反馈信号都通过R19和R20返回到U1A，所以计算这一级的实际增益值是困难的。然而，可以证明，当采用所给出的值时，U1A输入端处的输入灵敏度约为1VRMS，整个系统的增益约为20。
现在讨论T动态控制器22设定在逆时针旋转到端头(CCW或最小设定)时的电路工作过程。现在VR1A具有最小值(在本情形中是0Ω)，VR1B具有最大值10kΩ(暂时不计电阻R23)。放大器30仍然向8Ω阻抗提供50WRMS的功率，即向阻抗L提供20VRMS的电压。运算放大器U1B的输出反馈电阻(R22)为100kΩ。然而，接地电阻(R21和VR1B)为11kΩ(VR1B的电阻为10kΩ)。这样，U1B的增益约为9.09(增益等于R22/R21＋VR1B＋1)。因此，U1B的输入电平为2.20VRMS(20/9.09)或峰值电压3.11V。这个电平远高于限幅二极管CR1和CR2的正向导通电平，从而它们将使功率放大器不能向负载提供20VRMS的电压。由于二极管在峰值电压为±0.6V处限幅，并且增益为9.09，所以功率放大器只能向负载L提供约5.45V的峰值电压。如果输入信号减小到刚刚出现限幅时对应的电平，在二极管CR1和CR2上就会有0.42VRMS的电压，在功率放大器输出端有3.85VRMS的电压(或1.85WRMS的功率)。这样，当T动态控制器22设定在满度CCW时，功率放大器14向负载提供略小于2WRMS的不失真功率。
对于大多数演奏师来说，实际上2WRMS是太低了。于是，在T动态控制器22的VR1B部分提供一个并联电阻R23，以建立接地电阻的一个最小值。可以看到，这时的增益大约为17，从而功率放大器将向负载L提供约7WRMS的不失真功率。这是一个更为实际的最小输出电平。
重新回到运算放大器U1A，在最大增益下，由于和前面相同的原因，计算这一级的实际增益值是困难的。然而，可以证明，当采用图2中的设计值时，U1A的输入灵敏度仍然约为1VRMS，整个系统的增益值仍然约为20，如希望的那样低于限幅值。这样，在输出电平低于功率放大器14自身的或者限幅二极管CR1-CR2的限幅电平时，不论T动态控制器22是设定在最大值上还是设定在最小值上，整个放大器30的增益结构是相同的。
通过选择T控制器的电位计部分VR1A和VR1B的抽头位置，对任何的T动态控制器22的设定都可以基本上保持放大器30的增益结构有相同的值。对于图示的设计，VR1A上的20％声频抽头和VR1B上的20％反向声频抽头是有效的。这样，T动态控制器22不只是简单的增益调节，而变成是功率输出调节。增益保持为常值。对一个演奏师来说，这意味着功率放大器的超载点(限幅点)的动态可以调节。对于任何吉它放大器来说这是一个所希望的特色，这个特色是借助于T动态控制器22所使用的同轴电位计数而得到的。一部分控制输入增益，一部分控制功率放大器增益。通过仔细的设计，不论控制器的设定如何，整体增益总可以接近相同。还有，当控制器的设定减小时，限幅的功能将开始以直接正比于控制器设定的方式限制输出功率。
下面参考图3-6讨论本发明另外的特点。对于与前面的各图中所说明的元件相同的元件仍采用相同的代号。当相对于图2的元件有所增添或删略时，就按需要增添或删去相应的代号。
图3示出的放大器40除了增加两个退耦电阻R25、R26和两个滤波电容C15、C16之外，和图2的布局相同。增添这些元件是为了提供一个大多数典型的固态功率放大器所不具有的重要特点。这个特点就是排除了大多数吉它功率放大器在限幅时引进到输出信号中的电源交流声成分。
每当一个典型的固态功率放大器出现限幅时(输出摆动超出了电源的额定电压)，电源的纹波信号就要调制放大器的峰值输出摆动，在吉它放大器输出中引起烦人的120Hz(全波整流后的60Hz主电源频率)交流声信号。这在满功率时是可以从声音中察觉到的。大多数制造商因经济原因而不能采用减小交流声调制信号所必须的极大的电源电容量，以把交流声减小到大多数演奏师所能忍受的程度以下。还有，这调制问题通常只出现在满功率输出情形之下。在低于限幅电平的功率下工作不会产生这种不希望的后果。再有，应该指出，由于大多数真空管功率放大器工作在高电压低电流的条件下，因此它们具有按比例较低的电源纹波量，从而在出现限幅时一般它们产生的烦人的交流声问题要比固态功率放大器小。
通过分别在驱动器Q3和Q4的电源电路中加上一个退耦电阻和一个附加滤波电容，在限幅时引起的交流声成分可以被大为减小达到低于令大多数演奏家厌烦的水平。
在示范性实施例中，主电源电容C9和C10为2200μF。附加的电容C15和C16只有220μF。然而其对限幅时的出现交流声成分的降低作用要优于把主电源电容提高到10,000μF(原来大小的4倍)。于是，这就给出了一个较为经济的解决问题的方法。这个方法的唯一缺点是由于退耦电阻R25和R26上的电压降，整体连续功率输出的容量稍有减小。当采用示范性实施例中的数值时，原来50WRMS的输出功率容量要减小到约44WRMS(或者大约-0.5dB的输出能力)，从性能的整体改善来看，这是一个较小的输出功率降低。
电阻R25和R26的值需要足够的大，以便能给与它们一起工作的附加电容C15和C16提供适当的阻抗；同时R25和R26又不能太大，从而不至于进一步降低功率放大器30的输出功率容量。电容C9和C10的值必须足够地大才能提供适当的滤波，以排除输出中的交流声成分。
图3的电路布局还给功率放大器14的音乐功率性能提供了额外的优点。音乐功率是以WRMS量度的瞬时输出功率容量，该容量是系统在连续负载的条件下；在存储于电容器内的供应电压下降之前的一个短时间内向负载L供给的输出功率容量。通常这个性能决定了一个特定的功率放大器对演奏师来说听起来有多“响”，或者说该放大器在瞬态情况下有多大的“爆发力”。大多数典型的真空管功率放大器比具有相同连续WRMS指标的固态功率放大器有高得多的音乐功率指标。一个50WRMS的真空管功率放大器能给出200WRMS的音乐功率并非是不寻常的事。这就是为什么大多数演奏师认为对吉它放大来说真空管功率放大器更为优越。真空管可以给出更大的音乐(瞬间)功率，而且，它更容易和其失效机制更多地与连续WRMS功率有关而不是与音乐WRMS功率有关的扬声器相联系起来。
在静态条件下，附加滤波电容C15和C16被充电到和主滤波电容C9和C10有相同的电压，所以音乐功率性能不会因加进这个电路而受到影响。然而，在满负荷连续工作的条件下，如前面已简单提到过的那样，电阻R25和R26使供给驱动器Q3和Q4的电压下降，造成功率损失。于是这就使得该固态功率放大器具有接近于真空管功率放大器的音乐WRMS和连续WRMS之比。
需要注意，每当T动态控制器22处于最大设定时，功率放大器14在最大输出时就发生限幅。从而，这里所说明的交流声降低特点就会起作用，排除纹波噪音。不过，当T动态控制器22不设定在最大状态时，内部限幅功能将限制输出摆动大小，从而放大器输出摆动就不能达到额定值。
图4示出了带有本发明另一个特点的放大器50，其中，在限制电路16上连接了一个压缩电路52。在图示的布局中，限幅二极管CR1和CR2(图3)能被压缩电路52所代替，该压缩电路具有类似于本申请人的下述美国专利申请中所公开的布局，其内容可在此处作为参考该申请的标题为“固态真空管压缩电路”，流水号为08/182,493，于1994年1月18日提出，代理人案卷号147-232。这个修改提供了如该申请中所概述的产生真空管压缩效果的装置，同时给出了产生真空管压缩效果时控制或改变输出功率大小的装置。在图3的布局中，T动态控制器22对于改变限幅二极管CR1和CR2周围的电路的增益结构是有效的。T动态控制器令二极管CR1和CR2在输出功率小于满功率时使信号限幅，同时在任意T动态控制器22的设定情况下当输出大小小于限幅电平时保持相同的整体增益结构。在图4的布局中，二极管CR1和CR2的硬限幅被压缩电路52代替，后者在限幅时引入交叉失真，造成软性的类似真空管压缩效果。这种效果更令需要该特性的演奏者满意，且在实际应用中其模仿出与真空管功率放大器的实际演奏非常接近的效果。如使用上述二极管一样，对T动态控制器22的任意设定，图4的电路都在输出电平小于限幅电平时保持了相同的总增益结构。因此，这种控制在限幅和过载方面是调节功率放大器的动态性能以配合演奏师的演奏风格的更有效的装置。
压缩电路52模拟真空管压缩，该压缩涉及由于高输入信号电平时，有电流流入输出真空管的栅极而使得乙类推挽真空管放大器出现过偏置，从而造成带有交叉失真的输出限幅特性。在所示的实施例中，压缩电路包括上下一对以乙类方式相连的固态单位增益运算放大器U1A和U2A，它们各自带有一个输入电路一个输出电路。这对器件的输出电路是连在一起的，以使输出信号混合。在上电路中，一个包括互补地连接的二极管CR12、CR13以及电阻R29、R30和R31的偏置电路在器件的输入端和输出端建立了限幅电平偏置。下电路的情况相同。输入电路和输出电路中的限幅器件CR12和CR16分别对固态器件输入端的偏置和输出端的偏置限幅。每当输入信号大于输入限幅器件CR12的限幅值时，由电容C17和电阻R27组成的充电装置就使输入电路中的偏置过偏置。该过偏置造成模仿真空管放大器压缩所需的交叉失真。该示范性实施例中的偏置电压是一个二极管的压降，例如约为直流0.6V。
前面关于在T动态控制器22的各种设定下的功率放大器增益结构的讨论也适用于图4的布局，所以不再需要重复。有意思的是，只要使电容C17和C18短路，便可以使真空管压缩电路52失效。当这两个电容被短路后，该电路就基本上返回到前面所述的二极管限幅电路，这时图4中的二极管CR12和CR13就和图2、图3中的二极管CR1和CR2起相似的作用，变成简单的硬限幅装置。当电容C17和C18不被短路时，偏置电路和各个其他电路元件就会起作用，从而不再只是有限幅，而且还有上述专利申请中所述的压缩出现。T动态控制器22通过提供改变发生压缩效应时的功率输出大小的能力，使得真空管压缩电路33的工作具有灵活性。
图4电路还使用了退耦电阻R25、R26和退耦电容C15、C16，以消除输出信号中的电源交流声成分。虽然T动态控制器22的成功工作不一定需要有真空管压缩电路33配合，但两者相结合有助于更充分地模仿典型的真空管放大器，所以这是所希望的。
在授予本申请人的美国专利“选频阻尼因子控制”(专利号5,197,102)中，使用了两个以所谓“现实和共振”(presence and resonance)的形式布局的功率放大器控制器。现实控制造成高频(1kHz以及以上)处的阻尼因子的减小，有效地提高了相连扬声器系统在其阻抗特性上升的频率处即高频端的响应。这给演奏师提供了明亮、尖脆型的声响。共振控制造成低频(500Hz及以下)处的阻尼因子的减小，有效地提高了相连扬声器系统的低频端响应，低频端响应在音箱的共振频率处，也即阻抗最大处最为显著。这给演奏师提供了打击、轰隆型的声响。
这些控制的值得注意的特点是，它们具有在低演奏音量(低于功率放大器的限幅值)时同时改善典型的吉它或低音音乐的高频端和低频端声响的能力，但是在高演奏音量(高于功率放大器的限幅值)时，它们不起作用。对一个演奏师来说，这意味着能够轻软地演奏明亮的或短脆的声响，但当提高功率时，“明亮”不会变成所谓的“刺叫”，“尖脆”不会变成“截断”式的过载。
在图5中画出了放大器60，其中功率放大器的整体反馈电阻R19(图2至4)被一个选频网络62或由电阻R39、R40、电容C19、C20、电位计VR2(现实控制器)和VR3(共振控制器)组成的现实和共振(P&R)控制器所代替。当VR2和VR3都设定在逆时针端头(CCW)或最小设定时，选频网络62退化成一个由R40、VR2和R39组成的简单的分压电阻网络。这时，该网络和电阻R19(图4)起相同的作用，给出没有现实提升或共振提升的基本平坦的响应特性。如果控制器VR2和VR3中至少有一个被顺时针旋转，从而处于顺时针(提升)设定状态时，网络62将提供另一种频率响应特性，在频谱的高端或低端给出所希望的阻尼因子降低。有关细节在前述专利中有更充分的讨论，这里不再需要重复。
重要的是，由于选频网络62是从系统的输出端连接到系统的输入端的，而T动态控制器22的设计是要求保持从输入端到输出端的总体增益值不变的，所以图5中的控制器62在起着它应起的作用的同时，它的作用效果不会因T动态控制器22中的变化而被改变。同样重要的是，当功率放大器限幅电路14或真空管压缩电路52两者中任一个起作用时，网络62就不再起作用。网络62起着反馈的作用。而功率放大器限幅电路和真空管压缩电路的工作都将限制前向传播的信号大小，这就会使任何反馈控制失去作用。这样，T动态控制器22能够设定放大器的功率输出容量，而不会改变现实和共振控制器62的功能；但网络62的控制功能却会在被T动态控制器22所设定的限幅电平下失效。
本发明可以和例如本申请人在下述美国专利申请中所公布的一种前置放大器电路相结合，该专利申请的标题为“固态电路”，流水号为08/179,546，于1994年1月10日提出，代理人案卷号为147-229，其内容在此处引作参考。本发明的放大器还可以包含一个类似于现实和共振电路的音调控制电路；或者也可以采用其他附加的音调控制电路，或用它来替代现实和共振电路。
尽管这里只对本发明目前认为是优选的实施例进行了说明，但对于熟悉本技术领域的人们来说，在不偏离本发明的情形下显然可以作出各种改变和修改，所以希望后附的权利要求能涵括这些属于本发明精神和范畴的改变和修改。
权利要求
1.一种放大器，它包括一个具有一个输入电路、一个输出电路一个反馈电路的第一放大级，上述第一放大级用来产生输出电压；一个具有一个输入电路、一个输出电路一个反馈电路的第二放大级，上述第二放大级用来产生相对较高的功率输出，并在相对较高功率输出时具有固有的限幅失真特性；连接在第一放大级的输出端和第二放大级的输入端之间的限制装置，用来在第一放大级有相对较高的增益并且第二放大级有相对较低的增益时限制向第二放大级的输入电压；连接在第一放大级的反馈电路和第二放大级的反馈电路之间的真空管动态特性控制装置，用来以相反的方向同时分别在两个反馈电路中改变反馈阻抗，上述控制装置用来提高第一放大级的增益并使上述限制电路工作，降低第二放大级的增益并减小其功率输出；或者，用来提高第二放大级的增益以引入固有的限幅失真，并用来降低第一放大级的增益。
2.根据权利要求1的放大器，其中上述控制装置包括一个同轴双连电位计，它含有第一阻抗和第二阻抗，第一阻抗连接在第一反馈电路中，第二阻抗连接在第二反馈电路中，上述同轴双连电位计用来在减小第二阻抗的同时增大第一阻抗，或者相反。
3.根据权利要求1的放大器，它还含有一个连接在第二反馈电路中的阻抗装置，用来在第二放大级中引入一个最小增益值。
4.根据权利要求1的放大器，其中上述限制装置包括限幅装置，用来把第一放大级的输出限制在一个选定的电压限幅值之下。
5.根据权利要求4的放大器，其中上述限幅装置包括一对极性相反地并联的二极管，它们一起连接在第一放大级的输出端和第二放大级的输入端上，并且一起接地。
6.根据权利要求1的放大器，其中上述限制装置还包括一个固态的等效装置，用来模仿真空管压缩特性。
7.根据权利要求6的放大器，其中模仿真空管压缩特性的装置还包括至少一对以乙类方式连接的固态装置，每个装置含有一个输入电路和一个输出电路，并且输出电路和上述成对的装置是相连接的，以混合信号；位在成对装置的每一个输入电路中的偏置装置，用来在每个装置的输入电路和输出电路中建立限幅电平偏置；位在输入电路和输出电路中的限幅装置，分别用来对每个固态装置的输入电路中的和输出电路中的偏置进行限幅；充电装置，用来每当在输入信号大于上述输入限幅电平时使输入电路中的偏置过偏置，上述过偏置造成交叉失真，以模仿所希望的与真空管放大器相联系的压缩特性。
8.根据权利要求7放大器，其中上述成对固态装置的输入电路中的二极管偏置装置包括极性相反地并联的两个二极管。
9.根据权利要求7的放大器，其中每个固态装置的输入电路中的偏置装置包含与输入电路相连接的一个二极管和一个电阻网络。
10.根据权利要求7的放大器，其中输入电路和输出电路中的限幅装置包括两个极性相反地并联的二极管。
11.根据权利要求7的放大器，其中上述固态装置包括运算放大器。
12.根据权利要求7的放大器，其中上述充电手段包括位在每个固态装置的输入电路中的电阻电容网络。
13.根据权利要求7的放大器，其中输入电路中的偏置等至少一个二极管的电压降，输出电路中的偏置等于上述至少一个二极管的电压降。
14.根据权利要求7的放大器，其中每个固态装置的增益都是1。
15.根据权利要求1的放大器，它进一步包括连接在第二放大级上的纹波滤波装置，用来抑制与第二放大级在最大功率输出时相关连的供电网谐波。
16.根据权利要求15的放大*p，12其4中器上述纹波滤波装置包括一个串连地连接在第二放大级的驱动电路中的退耦电阻和一个并联地也是连接在第二放大级的驱动电路中的电容。
17.根据权利要求1的放大器，其中上述第二放大级装置包含以互补达灵顿方式连接的驱动器和输出装置。
18.根据权利要求17的放大器，其中上述第二放大级装置还包含以互补方式分别连接在以互补方式连接的驱动器的每个输入电路中的限流装置。
19.根据权利要求1的放大器，其中放大器有一个负载电路，并且还包含连接在该负载电路上的选频可变阻尼控制装置。
20.根据权利要求19的放大器，其中上述选频可变阻尼控制装置包括反馈电路中的电流反馈装置；反馈电路和地之间的第一可变阻抗装置，用来在频率增大到高于所选频率时改变对放大器输入端的总反馈量；以及反馈电路输入端和输出端之间的第二可变阻抗装置，用来在频率减小到低于所选频率时改变对放大器输入端的总反馈量，上述第一和第二可变阻抗装置可以用来按照它们各自的阻抗值分别有选择性地减小上述反馈电路中提供给负载的反馈量，上述电流反馈装置可以用来在频率变得高于或低于上述选择在负载共振频率处的频率时和高频截止时有选择性地增加向负载提供的功率。
全文摘要
在功率放大器中，在相继的放大级的反馈电路内连接了使用同轴双连电位计的控制装置，以便在减小控制时能在减小后继级增益的同时增大前面级的增益。各级间连接了如真空管压缩电路的失真电路。减小控制时，压缩电路把信号压缩在较低电平上，有效降低第二级的输出功率。可提供一现实和共振控制器，以便在压缩电路起作用之前起作用，以减小第二级的高频和低频阻尼因子。在第二放大级或功率放大级的驱动器的供电滤波电路中提供一个纹波衰减滤波器。
文档编号H03F3/30GK1119801SQ9510890
公开日1996年4月3日 申请日期1995年7月14日 优先权日1994年7月15日
发明者杰克·C·桑德迈耶, 老詹姆斯·W·布朗 申请人:皮维电子有限公司