专利名称：负载驱动装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及对负载施加电压，产生断续电流的控制，驱动该负载的负载驱动装置，尤其涉及简单构成的高可靠性的负载驱动装置。
以往，作为负载驱动装置是一种驱动感性负载如，螺线管、步进电动机的线圈，在电源与负载之间插入半导体开关等所组成的电路开关手段，通过开关控制对负载外加平均电压或平均电流的装置，如所周知，该装置是作为斩波控制或者是PWM(脉冲宽度调制)控制，其具有代表性的构成电路如
图11及图12所示。
图11所示电路，是在负载的电源侧切换电流，构成被称为高电位开关电路，图12所示电路是在负载的接地侧切换电流，构成被称为低电位开关电路。
图11是用开关手段，用2个晶体管TR1、TR2及2个电阻R0、R1构成，对晶体管TR1的基极加入既定占空比的PWM信号，将晶体管TR2的发射极连接电源，在晶体管TR2的发射极、基极之间连接电阻R0，在晶体管TR1的集电极和晶体管TR2的基极之间连接电阻R1，将晶体管TR1的发射极接地。还有，将该电路的驱动对象感性负载L、续流二极管FD并联连接，续流二极管FD的负极与晶体管TR2的集电极连接，将续流二极管FD的正极接地。
在此种构成中，当PWM信号为高电平时，晶体管TR1导通，对比作出响应的晶体管TR2导通，电源通过晶体管TR2对负载L加载，负载电流由电源通过晶体管TR2、负载L流向地。这时，该负载电流根据负载L的特性，随着时间而增加，最终，由于感性负载L内(图中未示出)所存在的电阻分量和电源电压作用而趋向一定的饱和点。
可是，以控制流过负载的平均电流为目的，进行斩波控制时，对负载L要求的平均电流值也比所述饱和点的电流值低。因此，在流过所述负载L的负载电流达到其饱和点前，PWM信号由高电平到低电平。晶体管TR1由导通到截止，晶体管TR2也由导通到截止，负载L电源被断路。
这里，晶体管TR2的导通、截止时间，到PWM信号的高电平、低电平的计时，例如仅以时间为基准的晶体管TR2的导通、截止比值控制(工作状态控制)，或者通过检测电流表(图中未示出)检测出流过负载L的负载电流，由其瞬时值或平均值根据恒流控制等规定基准而决定。
在任一情况下，晶体管TR2截止，负载L一被从电源断开，则流过负载L的负载电流由于负载L的感性成分的作用而通过续流二极管FD还流，由于电路的电阻或续流二极管FD的正向电压而逐渐减小。
在这种状态下，PWM信号再次由低电平到高电平，晶体管TR1导通，晶体管TR2随之导通，负载L再次由电源接通，如前所述，流过负载的负载电流依次增加。
这样，此种高电位开关，靠晶体管TR1基极的PWM信号的接通、断开的周期，改变晶体管TR2的导通、截止的周期，由此，能够控制流过负载L的负载电流。
此种高电位开关的优点(1)负载L在开关(晶体管TR2)的接地侧，通常对负载L不加载，所以非驱动时，即使电路短路也安全，并且，对于因潮湿等引起的电腐蚀等也是安全的。
(2)另外，负载驱动中，即使负载的配线短路，也能够由开关(晶体管TR2)断开负载L。
(3)能够省略从负载L开始的返回配线等。
而此种高电位开关的缺点是，根据电路的性质，必须使用PNP双极性的晶体管、P沟道FET、P沟道IGBT等的P型器件。一般说来，P型器件与NPN晶体管、N沟道FET、N沟道IGBT等的N型器件相比，在电流放大率、耐电压、饱和电压等诸多方面特性低，并且价格高。因此，开关电路的效率低，经济效益差。而且，若改变P型器件为使用NPN型晶体管、N沟道FET等的N型器件构成电路时，通常由射极跟随器、电源输出器电路构成，基极—发射极间电压或者是栅极—源极间电压是对原来的集电极—发射极电压或者是漏一源极电压产生影响，效率低。
作为防止上述缺点的方法，使用NPN晶体管、N沟道FET等N型器件的射极跟随器、电源输出电路等高电位开关电路，其主电路设置独立的基极驱动或栅极驱动用的驱动电源，或者是采用将驱动电源与基极—发射极间的电压或者是栅极—源极电压相抵部分由主电源电压升压，构成这样的电路。
但是，构成这样的绝缘电源和升压电路，需要许多的电路元件，仅此部分就使装置费用上升，而且由于元件增加，故障率也随之增加，造成电路可靠性降低。
一方面，图12是在负载的接地侧切换电流，构成所谓的低电位开关电路。
此种电路，用开关手段，将晶体管TR1设置在负载的接地侧，因为能构成只对该晶体管TR1的基极加入指定负载比的PWM信号的电路，所以，由高电位开关也能够更简单地构成电路。
PWM信号为高电平时，晶体管TR1一导通，由电源来的负载电流，通过负载L和晶体管TR1流向地。这时，该负载电流根据负载L的特性，随着时间而增加，最终由于感性负载L内(图中未示出)所存在的电阻分量和电源电压的作用而趋向一定的饱和点。对负载L要求保持比该饱和点低的平均电流值的斩波控制的方法与所述高电位开关基本上是相同的。
此种方式与高电位开关相比，构成更简单，作为开关器件可使用N型半导体器件，该N型半导体器件的驱动电压常以接地为标准，发射极或者是源极的电位以固定等为最好，但是，负载的一部分与接地侧短路时，存在着不能将电流断路的问题。
此外，作为以前的案例，有日本专利特开平5-57918。此例构成如图13所示。在N沟道FETSw1的栅极通过电阻R1、二极管D1与电源E2连接的同时，设置晶体管开关器件TR1。并且，在电阻R1、二极管D1的连接点设置电容器C1，当晶体管开关器件TR1导通时充电，截止时放电，向门电路提供电荷，因此，能够在负载的电源侧控制N沟道FET。
但是，如从图13所看出的那样，为了向门电路提供电荷，需另加电源E2，当晶体管开关器件TR1导通时，由该电源E2向电容器C1充电，此外，还存在着，电流通过电阻R1及晶体管开关器件TR1流向地，不一定效率就好等问题。为了使流过该电阻R1的电流变小，在使电阻值变大时，N沟道FETSw1接通的栅极、源极间的充放电电阻也增大，存在着EFT的开关速度降低等问题。
除如上所述的依靠数字开关控制电流外，还有模拟地直接控制电流量的方法。
图14是以前的模拟控制型的恒流电路的框图。
电路是由电流检测电路1、进行电流控制的驱动控制电路2、双极性晶体管Tr1及电源3构成。驱动控制电路2是用响应电流检测电路1的电流检测值，改变晶体管Tr1的基极电压的方法进行电流控制的驱动控制电路。此方法与斩波控制相比，不存在发生由输出配线带来的不必要的电波辐射、感应噪声等的问题。而且，原理上，负载驱动中负载的配线即使短路，不用特别的手段也能进行恒流控制。但是，实际上，电流控制器件上有负载电流流过，在电源电压和输出端子电压间形成电位差，器件的损失大，这时，作为装置有必要对器件采取散热的对策，这就带来费用和可靠性方面的问题。
如前所述，以前的感性负载驱动装置依靠数字式开关控制电流时，使用P型器件构成对负载动作中即使短路也安全的高电位开关。虽然构成电路简单，但器件单价高，或器件特性差，或一使用器件特性好的N型器件就要增加器件的数量，或需另加电源，或开关速度降低等。总之，存在着价格和可靠性方面的问题。同样，在模拟式电流控制时，也存在着工作中器件损失大，作为器件，要求容许损失大的器件，要求对装置散热。
所以，此发明的第一目的是，用较少的电路构成元件，使用N型的器件，构成效率好的高电位开关。而第二目的是，一边维持恒流控制，一边对有关模拟控制型恒流电路元件 电压进行控制，以便做到元器件尽可能少产生热量。
本发明具有在负载与电源之间所设置的电流控制元件和驱动该电流控制元件的驱动电路，其特征在于所述电流控制元件是对所述负载加载的电源电压实行接通、断开的开关手段；所述的驱动电路，具有在所述开关手段为断开时，通过所述负载与所述电源间所产生的电位差进行充电的电容器，和在所述开关手段为接通时，通过所述电容器的充电电荷，将超过所述电源电压的控制用电压提供给所述驱动电路的控制电源电路。
还有，所述负载驱动装置，其特征在于，它包括在所述开关手段为断开时，通过所述负载与所述电源之间所产生的电位差进行充电的第1电容器；在所述开关手段为接通时，通过所述第1电容器的充电电荷，将超过所述电源电压的控制用电压提供给所述驱动电路的控制电源电路；和在所述开关手段为断开时，通过所述负载与电源之间所产生的电位差，用比所述第1电容器的充电电压还高的充电电压充电，在所述控制用电压下降时，对所述第1电容器进行充电的一个或多个第2电容器。
因此，作为主电路，为独立驱动电流控制元件，没有必要设置驱动电源。用简单的构成电路，可以得到比电源电压还高的控制电压。虽然电路元器件少，电路的可靠性却很高。并且，能够保持在一定的时间范围内接连不断地向驱动电路提供控制用电压。
再有，该负载驱动装置具有在负载与电源之间所设置的电流控制元件和驱动该电流控制元件的驱动电路，其特征在于所述电流控制元件是改变对所述负载加载电流的电流可变手段，所述驱动电路，具有求出所述电流可变手段前后的电位差的电位差计测手段，和根据所述电位差计测手段的检测结果，使所述电位差减小，控制所述电源电压的电源电压控制手段。
因此，一边维持恒流控制，一边对有关恒流电路的元件的电压控制在尽量小的范围内，可减少元件的发热量。
以下对附图作简单说明。
图1所示是本发明的第一发明原理的框图。
图2所示是本发明的第一发明有关负载驱动装置的一实施例的电路图。
图3所示是本发明的第一发明的第一发明有关负载驱动装置的其他的实施例的电路图。
图4是图2所示用于本发明实施例的PWM控制电路的电路图。
图5所示是本发明的第一发明有关负载驱动装置的其他的实施例的电路图。
图6是本发明的第二发明有关负载驱动装置的一实施例的框图。
图7是本发明的第二发明的其他实施例的框图。
图8是本发明的第二发明的又一其他实施例的框图。
图9是本发明的第二发明的又一其他实施例的框图。
图10是本发明的第二发明的又一其他实施例的框图。
图11是负载驱动装置的一个已有实施例的电路图。
图12是负载驱动装置的其他的已有实施例的电路图。
图13是负载驱动装置的又一其他的已有实施例的电路图。
图14是负载驱动装置的又一其他的已有实施例的框图。
以下，参照附图对本发明有关感性负载驱动装置作详细说明。
图1示出了本发明的第一发明的原理框图，而图2示出了第一发明的一实施例的电路图。
按图1，说明本发明的第一发明的概要。
图1中Sw1是开关元件，C1是电容器，10是充电电路，20是驱动电路，30是驱动信号，40是负载，VB是电源。
开关元件Sw1依靠驱动电路20，随着驱动信号30进行开关的接通、断开动作。现在考虑开关元件SW1断开时的情形在这种情况下，在端子a及端子b之间产生电位差，基于该电位差，用充电电路10向电容器C1充电。该充电电路10包括管理电容器C1的充电电压的手段和阻止电容器C1储备的电荷流向电源VB侧的手段。这里，使用驱动电路20的电源构成由电容器C1储备的电荷而产生的电压。
然后，驱动信号30向驱动电路20输入导通信号，由驱动电路20而引起开关元件Sw1接通。于是，端子a和端子b大致等电位。一方面，为了阻止电容器C1储备的电荷流向电源VB侧，用电容器C1储备的电荷，作为驱动电路20的电源，可接连供给比端子a及端子b还高的电压。
图1所示，根据其构成，不采用第2电源和复杂的电路，用少数的元件构成电路，不影响装置的可靠性，使用N型器件可构成高电位开关。
基于这种想法的第一发明的实施例电路图，如图2所示。该实施例是使用了N型器件的高电位开关的改良型。
图2中，C1是电容器，D1是二极管，L是负载，Q1是倒相电路，R1、R2是电阻，Sw1是开关元件(这里是FET)，Tr1、Tr2是NPN晶体管，ZD1是稳压二极管。
考虑不驱动负载L时的情况。在端子a及端子c(接地)之间，外加电源VB。这时，为使端子a和端子b之间产生电位差，与稳压二极管ZD1的稳压电压相等的电压向电容器C1充电。该充电电压成为倒相电路Q1的驱动电源电压，倒相电路Q1为动作状态。
接着考虑驱动负载L的情况。这时，由端子d加入为驱动负载的驱动信号(负脉冲信号)，或由点线圈着的晶体管Tr2的基极加入正脉冲信号。由此，倒相电路Q1输出为高电平，在FETSw1的栅极·源极间加入该高电压，由此，FETSw1接通，点b的电压与端子a的电压VB大致等同，负载L由电源VB驱动。
这时，为了阻止向电容器C1充电的电荷，由二极管D1流向电源侧，电容器C1的正侧，照原样维持同稳压二极管ZD1的稳压电压等同的电压，继续供给倒相电路Q1的驱动电源电压。
因此，FETSw1的栅极，连续供给比源极电位还高的电容器C1的充电电压部分的高驱动电压。其结果，在负载驱动中FETSw1可充分饱和，能减少FETSw1内的功耗。
基于以上构成电路，作为上述开关元件，即使使用NPN晶体管、N沟道FET、N沟道IGBT等的N型器件，也不那么增加电路元件，能够构成高电位开关，可实现效率好的感性负载驱动装置。
本实施例的电路，在负载L非驱动时，为了采用构成所述倒相电路Q1的充电电源，适应负载反复接通、断开的断续电路的用途，根据电容器C1的容量和倒相电路Q1的驱动电路的阻抗，由能够连续持续FETSw1接通状态的时间而决定，而根据电容器C1的充电电流和倒相电路Q1的驱动电路的阻抗决定FETSw1的负载驱动时间率(占空比)。
图3所示为第一发明的其他实施例的电路图。该电路由图2所示电路重新加入又一组电容器和充电电路构成。该电路，稳压二极管ZD1的稳压电压VZD1比稳压二极管ZD2的稳压电压VZD2大，即VZD1＞VZD2现在，考虑不驱动负载L时的情况。在端子a及端子c(接地)之间，加有电源VB。这时，为使端子a和端子b之间产生电位差，用与稳压二极管ZD1的稳压电压VZD1相等的电压，向电容器C1充电。并且，同时用与稳压二极管ZD2的稳压电压VZD2相等的电压向电容器C2充电，该电容器C2的充电电压成为倒相电路Q1的驱动电源电压，倒相电路Q1为动作状态。
接着考虑驱动负载L的情况。这时，由端子d加入为驱动负载的驱动信号(负脉冲信号)，对倒相电路Q1输入信号，或由点线围着的晶体管Tr2的基极，加入正脉冲信号。由此，倒相电路Q1输出为高电平，在FETSw1的栅极·源极之间加入该高压，由此，FETSw1接通，点b的电压与端子a的电压VB大致等同，负载L由电源VB驱动。
这时，为了阻止向电容器C1及电容器C2充电的电荷分别由二极管D1、二极管D2流向电源侧，电容器C1的正侧照原样维持同稳压二极管ZD1的稳压电压VZD1等同的电位。电容器C2的正侧，照原样维持同稳压二极管ZD2稳压电压VZD2等同的电位。
由于电容器C2的电位，可连续向倒相电路Q1的驱动电源提供电压。即，FETSW1的栅极，连续供给比源极电位还高的电容器C1的充电电压部分的高驱动电压。其结果，在负载驱动中FETSw1可充分饱和，能减少FETSw1的功耗。
如果，由于倒相电路Q1的耗电等，在电容器C2的电位比稳压二极管电压VZD2还低时，电容器C1的电荷通过晶体管Tr2，二极管D2给电容器C2充电，电容器C2的正侧维持同稳压二极管ZD2的稳压电压VZD2相等电位工作。在忽略晶体管Tr1、Tr2、二极管D1、D2功耗的情况下，电容器C1的电位到与电容器C2的电位相等时为止，保持电容器C2的电位与稳压电压VZD2等值。在保持电容器C2的电位期间，倒相电路Q1的电源电压是一定的。所以，如人们所了解的FET的栅极电压降低，不会引起Sw1的损失增加。
图3中充电电路及电容器设置2组，由2级构成，进一步增加充电电路及电容器组，构成多段，当然可以更长时间继续保持倒相电路Q1的电源电压一定。
图2及图3中作为驱动电路使用倒相电路，也不妨使用颠倒驱动信号脉冲极性的阻尼电路，或者，也可使用运算放大器电路、比较电路等作为驱动电路。
图4是图2中所示的使用第一发明的第一实施例PWM控制电路的电路例。由晶体管Tr2的基极或是端子d加入PWM信号。根据电流检测器(图中未示出)检测FETSw1闭合、断开周期，能够控制流过负载L电流的平均值。FD是续流二极管。
图5是图2中所示的在本发明的实施例的电路方面，为了降低FETSw1的栅极·源极之间的阻抗，提高切换速度，在倒相电路Q1和FETSw1的栅极之间设置了所谓的互补电路50的实施例。本发明，因为含有电容器的充电电路和驱动电路分别独立构成，所以可容易地实现这样的构成和进行高速切换动作。
如上所述，本发明的第一发明具有下列优良特征1、开关手段为断开时，用负载和电源之间所产生的电位差给电容器充电，将其充电电荷用于驱动电路的电源，因为采用上述构成，所以不需要开关手段驱动用的另外电源。
2、与开关手段的接通、断开相对应，可自动地向电容器充放电，所以不需要另设切换电容器的充放电元件。
3、电容器和驱动电路是独立的，所以容易插入为实现开关手段的低阻抗驱动的互补电路等。
4、用充电电路可正确决定电容器的充电电压，所以没有必要适当提高设定等，并且一达到规定的电压，充电动作就停止，没有多余充电，颇为有效。
而且，电路简单，功耗少，动作稳定，经济。
下面，图6示出第二发明的一实施例的框图。
如图6所示，电路有电流检测电路1、驱动控制电路2、驱动双极晶体管Tr1、电源3，除此之外，还有检测晶体管Tr1的集电极—发射极之间的电压Vce的检测电路4，和根据Vce检测电路4的检测输出，控制电源3的输出电压的电源控制电路5。
现在，考虑该电路进行恒流控制动作的情况。流过负载L指定电流所必需的最低电压由电源3一供给晶体管Tr1时，晶体管Tr1的集电极—发射极之间的电压降Vce就减小。如果，电源3的电压比流过负载L指定的电流所必需的最低电压大，其大的电压部分出现在晶体管Tr1的集电极—发射极之间下降电压Vce中。当电压Vce大时，用Vce检测电路4将其检测出，用Vce检测电路4的输出使电源电压控制电路5工作，以便控制电源电压降低，以使电源3的电压，流过负载L指定电流必需的最低电压动作。即，使电压Vce经常处于最低值。要做到使这样的电路动作，可将驱动晶体管Tr1内的发热抑制为最低。由此，能够削减装置的散热费用，提高电路的可靠性。
图7所示为用本发明的第二发明的其他的实施例图6中的Vce检测电路4，将该电路中的部分用一个晶体管Tr2实现的电路。
该电路进行恒流控制动作时，在电源电压等于供给负载L指定的电流必需的最低电压时，晶体管Tr1的集电极—发射极之间的电压降Vce小。因此，将使晶体管Tr2导通的基极—发射极之间的电压Vbe和Vce比较，如果晶体管Tr1的Vce≤晶体管Tr2的Vbe，则晶体管Tr2不导通。
但是，该状态当负载L的阻抗变化减少时(例如，相当于负载在螺线管温度渐渐降低的场合等)，电源电压比供给负载L指定的电流必需的最低电压大，晶体管Tr1的Vce增加。而且，该电压超过使晶体管Tr2导通的基极—发射极之间的电压Vbe时，晶体管Tr2就导通。电源电压控制电路5接收到该晶体管Tr2导通后产生的输出信号，使电源3的电压降低。
由于该一系列动作，电源电压降低，也可再次降低晶体管Tr1的集电极—发射极之间的电压降Vce，能够抑制晶体管Tr1的发热。
以上是晶体管Tr1导通的情况，该电路根据由外部来的输出控制信号，在晶体管Tr1截止时，也提高集电极—发射极之间的电压Vce。由此，电路为防止使电源电压低落，将被送入驱动晶体管Tr1驱动控制电路2的输出控制信号，输入给电源电压控制电路5，当晶体管Tr1位于断路状态时，使电源电压控制电路5的电源电压调整功能停止。这时，电源电压根据输出控制信号，将晶体管Tr1即将截止之前的值照原样输出，或者是固定预先决定了的电压。这种选择可按需要，由电源电压控制电路5决定。
图6、图7所示的实施例，叙述了关于使用了作为晶体管Tr1的双极晶体管的情况，这是任何一种一段的电流控制器件晶体管都能得到同样的效果。例如，为达到该目的，可使用FET、IGBT、SIT等。
还有，图6、图7所示实施例，说明了作为晶体管Tr1的NPN晶体管等的N型器件电路，但是，如图8所示，使用PNP晶体管等的P型器件也必定得到同样的效果。
还有，在图6—图8的实施例中，叙述了关于使用作为晶体管Tr2的双极晶体管的情况，如图9所示，也能够使用运算放大器和比较电路等的电压检测元件OP。并且，如图10所示，由于在晶体管Tr2的基极—发射极之间设置分压电阻，所以将动作中的晶体管Tr1的集电极—发射电极之间的电压降Vce，以所述晶体管Tr2导通的电压(Vbe)以上任意设定是可能的。
如上所述，在第一发明中，在负载驱动装置中具有在负载和电源间设置的电流控制元件和驱动该电流控制元件的驱动电路，电流控制元件是对负载加载的电源电压施行接通、断开的开关手段，该驱动电路设置有在所述开关手段为断开时，用负载与电源之间所产生的电位差进行充电的电容器，和在开关手段为接通时，由电容器的充电电荷，将超过电源电压的控制用电压提供给所述驱动电路的控制电源电路。
由此，作为主电路，为驱动独立的电流控制元件，没有必要设置驱动电源，用简单的构成电路，可以得到比电源电压还高的控制电压。因此，与P型的器件相比，可使用价格低廉、性能优良的N型半导体器件容易地构成高电位开关。而且，电路元器件少，可得到高可靠性。
还有，第二发明在上述负载驱动装置中设置了电流控制元件，该元件是可改变对负载加载电流的电流可变手段；该电流可变手段设有作为检测产生电位差的电位差检测手段，和根据电位差检测手段的检测结果，使电位差减小，控制电源电压的电源电压控制手段。
由此，一边维持恒流控制，一边对有关恒流电路的元件的电压控制在尽量小的范围内，所以，能够减少元件发热量，减少装置的散热费用，提高电路的可靠性。
最后，说明本发明在工业上利用的可能性问题。
第一发明，在斩波控制型的负载驱动装置中，设有在开关手段为断开时，通过负载与电源之间所产生的电位差进行充电的电容器，和在开关手段为接通时，通过电容器的充电电荷，将超过电源电压的控制用电压提供给开关手段的驱动电路的控制电源电路。作为主电路，为驱动独立的电流控制元件，没有必要设置驱动电源，用简单的构成电路，可以得到比电源电压还高的控制电压。因此，使用价格低廉、性能优良的N型半导体器件能够容易地构成高电位开关。
第二发明，在负载驱动装置中，具有在负载和电源之间所设置的电流控制元件和驱动该电流控制元件的驱动电路；作为电流控制元件，使用电流可变手段，减少该电流控制元件前后产生的电位差，控制电源的电压。因此，能够减少元件的发热量，减少装置的发热费用。
由此，本发明可用于以螺线管、步进电动机线圈等为代表的所有感性负载的驱动装置。
权利要求
1.一种负载驱动装置，具有在负载与电源之间所设置的电流控制元件和驱动该电流控制元件的驱动电路，其特征在于所述的电流控制元件是对所述负载加载的所述电源电压实行接通、断开的开关手段，所述的驱动电路，具有在所述开关手段为断开时，通过在所述负载与所述电源之间所产生的电位差进行充电的电容器，和在所述开关手段为接通时，通过所述电容器的充电电荷，将超过电源电压的控制用电压提供给所述驱动电路的控制电源电路。
2.一种负载驱动装置，具有在负载与电源之间所设置的电流控制元件和驱动该电流控制元件的驱动电路，其特征在于，该装置包括在所述开关手段为断开时，通过所述负载与所述电源之间所产生的电位差进行充电的第1电容器，和在所述开关手段为接通时，通过所述第1电容器的充电电荷，将超过所述电源电压的控制用电压提供给所述驱动电路的控制电源电路，和在所述开关手段为断开时，通过所述负载与电源之间所产生的电位差，用比所述第1电容器的充电电压还高的充电电压充电，在所述控制用电压下降时，对所述第1电容器进行充电的一个或多个第2电容器。
3.一种负载驱动装置，具有在负载与电源之间所设置的电流控制元件和驱动该电流控制元件的驱动电路，其特征在于所述电流控制元件是可改变对所述负载加载电流的电流可变手段，所述驱动电路，具有求出所述电流可变手段前后的电位差的电位差计测手段，和根据所述电位差计测手段的检测结果，使所述电位差减小，控制所述电源电压的电源电压控制手段。
4.如权利要求3所述的负载驱动装置，其特征在于，所述电流可变手段，在决定电流断开时，停止所述电源电压控制手段的动作，以固定所述电源的电压。
全文摘要
将对负载(40)加载的电源电压(VB)，用开关手段(Sw1)按规定的比率接通、断开，控制流过负载(40)的平均电流的电路，在开关手段(Sw1)为断开时，用负载(40)与电源之间所产生的电位差给电容器(C1)充电，用该充电电压超过电源电压(VB)的控制用电压提供给驱动电路(20)。采用此法实现了用简单的电路，使用N型半导体器件的高电位开关。
文档编号H03K17/06GK1147881SQ95192956
公开日1997年4月16日 申请日期1995年5月12日 优先权日1994年5月12日
发明者前田谦一郎, 吉田大辅, 加藤光一, 川路泰史 申请人:小松制作所株式会社