专利名称：带有西格马－德尔塔模拟－数字变换器的接收机的制作方法
技术领域：
本发明涉及通信。具体地说，本发明涉及包括西格马-德尔塔(sigma-delta)模拟-数字变换器的新颖和经改进接收机。
相关技术描述在多种现代通信系统中，利用数字发送，因为它具有经提高的效率和检测及校正传输误差(transmission error)的能力。示例的数字传输格式包括二进制相移键控(BPSK)、四相移键控(QPSK)、交错四相相移键控(OQPSK)、m-进制相移键控(m-PSK)和正交调幅(QAM)。利用数字传输的示例通信系统包括码分多址(CDMA)通信系统和高清晰度电视(HDTV)系统。在美国专利第4,901,307号(发明名称为“运用卫星或地面中继站的扩展频谱多址联接通信系统”)和美国专利第5,103,459号(发明名称为“在CDMA蜂窝状电话系统中产生波形的系统和方法”)中描述了将CDMA技术用于多址联接通信系统，其中上述两项专利已转让给本发明的受让人并作为参考资料在此引入。在美国专利第5,452,104号、美国专利第5,107,345号和美国专利第5,021,891号(三项专利都命名为“自适应块尺寸(adaptive block size)图象压缩方法和系统”)和美国第5,576,767号(发明名称为“帧间视频编码和解码系统”)中描述了示例HDTV系统，其中上述四项专利已转让给本发明的受让人，并作为参考资料在此引入。
在CDMA系统中，基站与一个或多个远程站进行通信。基站一般在固定位置上。因此，在基站设计时功率消耗并不十分重要。远程站一般是数量很多的用户单元。因此，由于所产生的单元数量，所以在设计时成本和可靠性是重要考虑对象。此外，在诸如CDMA移动通信系统的一些应用中，由于远程站的便携本质，所以功率消耗很关键。在设计远程站的过程中，通常要在性能、成本和功率消耗之间进行权衡。
在数字传输中，将数字化数据用于运用上述一种格式来调制载波正弦。还处理(例如，经滤波、放大和上变频)经调制波形，并将它发送到远程站。在远程站处，由接收机接收发送RF信号，并解调。
图1示出用于QPSK、OQPSK和QAM信号正交解调的现有技术的示例超外差式接收机2100的方框图。可在基站或远程站运用接收机2100。在接收机2100内，由天线2112接收发送的RF信号，通过双工器2114向前端2102提供。在前端2102中，放大器(AMP)2116放大信号，并向带通滤波器2118提供该信号，它滤波该信号以除去不需要的信号。如在本说明书中用到的，不需要的信号包括噪声、寄生信号、不需要图象、干扰和人为干扰(jammer)。向混频器2120提供经滤波RF信号，其中上述混频器2120用来自本机振荡器(L01)2122的正弦将信号下变频到固定中间频率(IF)。由带通滤波器2124滤波并由自动增益控制(AGC)放大器2126放大来自混频器2120的IF信号，从而在模拟-数字变换器(ADC)2140的输入端产生所需信号幅度。向解调器2104提供增益控制信号。在解调器2104中，两个混频器2128a和2128b用由分别本机振荡器(L02)2134和移相器2136提供的正弦将信号下变频到基带I和Q信号。分别向低通滤波器2130a和2130b提供基带I和Q信号，其中低通滤波器提供对基站信号的提供匹配滤波、邻近信道抑制(rejection)和/或抗假频滤波。向采样信号以产生数字化基带采样的ADC2140a和2140b提供经滤波信号。向基站处理器2150提供采样以进一步处理(例如，检错、纠错和解压)来产生对发送数据的重建评估。
用混频器2120的第一频率下变频允许接收机2100下变频在各RF频率下的信号至固定IF频率，在该频率下可执行更多的信号处理。固定IF频率允许执行带通滤波器2124作为固定带通滤波器，诸如声表面波(SAW)滤波器，以从IF信号中除去不需要的信号。除去不需要的信号是十分重要的，因为在第二频率下变频级中，这些信号可折叠成信号带(例如，出现输入信号的频带)。此外，不需要的信号可大量增加在各种有源元件(诸如放大器和混频器)中的信号幅度，它可根据有源元件中的非线性产生更高级的互调产物。不需要的信号和互调产物可导致通信系统的性能恶化。
现有技术的正交解调器有几个主要缺点。首先，由带通滤波器2124和/或低通滤波器2130进行的所需滤波可能很复杂。这些滤波器将要求平的通带、阻带的高度衰减和过渡带的锐滚降(sharp roll-off)。用模拟电路实施这些滤波器。模拟电路的元件容限(component tolerance)很难保持，而且导致这些滤波器的频率响应产生畸变。作为畸变的结果，接收机2100的性能会恶化。其次，由于在分相器2136、混频器2128、低通滤波器2130和ADC2140中的元件容限，使得正交平衡很难在多个产生单元中保持。在两个信号路径中的任何误匹配都导致正交不平衡以及接收机2100的性能恶化。路径误匹配导致I信号串音到Q信号，反之亦然。串音信号相当于在所需信号中的附加噪声，并导致对所需信号检测不良。第三，现有技术接收机结构具有直流偏置，因为模拟滤波器是处于基带。第四，由于下述原因，使得ADC2140可导致接收机2100的性能恶化。
在大多数解调器中，要求一个或多个ADC把时间连续的模拟波形转换成以均匀隔开的时间间隔的离散采样。ADC的一些重要性能参数包括动态范围、线性和直流偏置。每个这样的参数可影响通信系统的性能。动态范围可影响接收机的误码率性能，因为来自ADC的噪声恶化了ADC适当检测输入信号的能力。线性与在实际传递曲线(例如，数字输出对模拟输入)和理想传递曲线之差相关。当ADC中的比特数量增加时，更难获得良好的线性。差的线性可能恶化检错/纠错处理。而且直流偏置可恶化在接收机中的锁相环以及纠错解码器(诸如，维特比解码器)的性能。
在现有技术中，用快速(flash)ADC或逐次逼近ADC来采样基带信号。在快速ADC中，将用阻性梯形电路(resistive ladder)划分输入信号以产生L-1个比较信号，其中L=2m，和m是在ADC中的比特数量。由L-1个比较器将该比较信号与由第二阻性梯形电路产生的L-1个参考电压相比较。快速ADC是庞大的，而且消耗大量功率，因为需要L-1个比较器和2L个电阻器。如果在阻性梯形电路中的电阻器不匹配，那么快速ADC可能有很差的线性以及很差的直流偏置性能。然而，快速ADC很普遍，因为它们的工作速度很快。
逐次逼近ADC对于通信系统也很流行。这些ADC通过在两或多级中对输入信号执行逐次逼近。然而，这些ADC也显示差的线性和差的直流偏置特征，这与快速ADC的相类似。于是，快速ADC和逐次逼近ADC对于在多个通信应用中使用而言不是理想的。
由于ΣΔADC的固有体系结构，使得西格马德尔塔模拟-数字变换器(∑△ADC)具有优于快速和逐次逼近ADC的性能。ΣΔADC通过在高于输入信号的带宽很多倍的采样频率下对输入信号进行逐步一位逼近(successive one-bitapproximation)，执行模拟-数字变换。输出的样值中含有输入信号和量化噪声。然而，可以将ΣΔADC设计成把在信号带(例如，出现信号的频带)中的量化噪声推到(push to)更加容易执行滤波的带外频率(或噪声成形)。通常不附加考虑带外量化噪声，因为一般在通信装置中提供滤波来除去不需要的信号，诸如人工干扰。
由于ΣΔADC的固有结构，使得ΣΔADC可提供高动态范围、良好线性和低直流偏置。例如，通过选择足够的过采样比(OSR)和适当的噪声成形滤波器特性，可以获得高动态范围。对于带通采样，将过采样比定义为采样频率除以输入的两侧带宽。此外，由于在ΣΔADC内的单个一位量化器，使得可获得良好线性。对于带通采样ΣΔADC，仍然出现直流偏置，但是偏离所需信号。
由于出于高性能需要高过采样比，所以传统上ΣΔADC限于其中输入信号是低带宽信号的应用(诸如，音频应用)。然而，随着高速模拟电路的提出，可实施ΣΔADC以在高速下工作。在待批美国专利申请第08/928,874号(发明名称为“带通西格马-德尔塔模拟-数字变换器”，1997年9月12日申请，已转让给本发明的受让人并作为参考资料在此引入)中详细描述高速带通和基带ΣΔADC设计和实施。
发明概述本发明是一种新颖和经改进接收机，它包括西格马-德尔塔模拟-数字变换器(ΣΔADC)。本发明可用于四种结构之一，如子采样带通接收机、子采样基带接收机、奈奎斯特采样带通接收机或奈奎斯特采样基带接收机。对于子采样ΣΔ接收机，采样频率小于输入到该ΣΔADC的中心频率的两倍。对于奈奎斯特采样ΣΔ接收机，采样频率至少是到ΣΔADC的输入信号的最高频率的两倍。对于基带ΣΔ接收机，ΣΔADC的输出信号的中心频率近似为零或直流。对于带通ΣΔ接收机，ΣΔADC的输出信号的中心频率大于零。较佳的是，对于带通ΣΔ接收机，设置ΣΔADC的输入信号的中心频率，从而ΣΔADC的输出信号的中心频率大约为0.25·fs，其中fs是ΣΔADC的采样频率。这种0.25·fs中心频率简化同相和正交分离并提供在假频(alias)之间的最大分离，但不是必须的。根据输入信号的带宽可进一步选择这种采样频率，以简化用于处理来自ΣΔADC的输出采样的数字电路的设计。此外，可根据输入信号的采样频率和带宽，选择输入信号的中心频率。
本发明的一个目的是提供子采样ΣΔ接收机以解调数字和模拟调制格式。运用在接收机内的子采样ΣΔADC提供多个有利之处，包括(1)消除通过子采样输入信号提供的模拟频率下变频级以及采样的假频性能，(2)通过在高过采样比下对ΣΔADC进行计时和设计ΣΔADC具有附加分辨率位(additional bits ofresolution)可用来处理不需要信号，见效模拟滤波需要，(3)通过将数字解调用于ΣΔADC的输出采样，提高可靠性并增加灵活性，(4)通过设计数字电路具有必需的正交平衡，消除正交不平衡，(5)通过运用ΣΔADC，改善动态范围、线性和直流偏置，和(6)减小功率消耗。
本发明的另一个目的在于，提供奈奎斯特采样ΣΔ接收机用于解调数字和模拟调制格式。运用奈奎斯特采样ΣΔADC提供多个有利之处，诸如改善的动态范围、增加的线性、减小的直流偏置和最小功率损耗。
附图简述当结合附图，从下面的详细描述，本发明的特征、目的和优点将显而易见，其中相同标号作相应表示图1是现有技术的示例超外差式接收机的方框图；图2是本发明的示例子采样ΣΔ接收机的方框图；图3是本发明的示例另一种子采样ΣΔ接收机的方框图；图4是用于正交解调的本发明的示例数字信号处理器的方框图；图5A-5B分别是来自子采样带通ΣΔ接收机的ΣΔADC的IF输入频谱和输出采样频谱的方框图；和图6是本发明的示例奈奎斯特采样基带ΣΔ接收机的方框图。
转佳实施例的详细描述本发明利用高速西格马-德尔塔模拟-数字变换器(ΣΔADC)的优良性能来执行对模拟波形的所需模拟-数字变换。示例应用包括CDMA通信系统和HDTV信号。在本发明的子采样ΣΔ接收机实施例中，输入信号是以中频(IF)为中心，而不是基带。如在本说明书中用到的，子采样表示ΣΔADC的采样频率小于到ΣΔADC的输入信号的中心频率的两倍。采样位于IF频率下的信号考虑到消除在接收机中的下变频级，于是简化硬件设计和提高的可靠性。可设计在ΣΔADC中的噪声成形器(noise shaper)，从而在信号带周围的量化噪声被推到更容易执行滤波的频带外(或噪声成形)。对于子采样ΣΔ接收机根据应用和要求，ΣΔADC可以是带通ΣΔADC或基带ΣΔADC。如在本说明书中用到的那样，基带采样(或基带ΣΔADC)表示ΣΔADC的输出信号以大于零或直流为中心，带通采样(或带通ΣΔADC)表示ΣΔADC的输出信号以大于直流为中心。运用ΣΔADC提供优于如下所述的传统(例如，快速和逐次逼近)ADC的优点。在本发明的奈奎斯特采样ΣΔ接收机实施例中，输入信号可以是在基带，或IF频率，而且基带或带通ΣΔADC可分别用来采样输入信号。如在本说明书中用到的那样，奈奎斯特采样表示ΣΔADC的采样频率至少是输入到ΣΔADC的信号的最高频率的两倍。
ΣΔADC采样时间连续的模拟波形来提供以均匀隔开的间隔的离散采样。ΣΔADC具有下列传递函数Y(z)=STF(z)·X(z)+NTF(z)·E(z) (1)其中，Y(z)是在z-变换域中ADC的输出，X(z)是到ADC的输入、STF(z)是从ADC的输入到输出的信号传递函数、E(z)是量化噪声和NTF(z)是从量化器到ADC的输出的噪声传递函数。于是，ADC输出Y(z)包括由信号传递函数STF(z)成形的输入信号X(z)加上由噪声传递函数NTF(z)成形的量化噪声E(z)。为了避免输入信号X(z)的畸变，一般将信号传递函数STF(z)设计成在理想程度的所需精度内，它在感兴趣的频带内是频率独立的。例如，STSF(z)可以是全通函数，它包括固定增益(A1)和延迟成份(z-1)，诸如A1·z-k。可由噪声传递函数NTF(z)成形量化噪声E(z)，从而将在信号带中的量化噪声推到更加容易进行滤波的频带外。根据ADC的应用，选择噪声函数NTF(z)的特性，并设计来提供所需性能。
Ⅰ．子采样ΣΔ接收机图2示出示例子采样ΣΔ接收机的方框图。接收机2200可用来解调BPSK、QPSK、OQPSK、QAM和其他数字和模拟调制格式。在接收机2200中，由天线2212接收发送信号、通过双工器2214向前端2202提供。在前端2202中，放大器(AMP)2216放大信号并向带通滤波器2218提供经放大信号，其中上述带通滤波器2218滤波信号以除去不需要的信号。在示例实施例中，带通滤波器2218是声表面波(SAW)滤波器，其实施方法在现有技术中已知。向混频器2220提供滤波信号，其中上述混频器2220用来自本机振荡器(L01)2222的正弦下变频信号。向进一步滤波该信号的带通滤波器2224提供来自混频器2220的IF信号。在示例实施例中，带通滤波器2224是另一个SAW滤波器，它除去将混入感兴趣的频带中的不需要的信号，并通过滤波人工干扰减小所需要的动态范围。
在一些应用中，诸如在个人通信系统(PCS)频带工作的CDMA通信系统，向IF处理器2230提供来自带通滤波器2224的经滤波信号。在IF处理器2230中，由放大器2232放大经滤波信号，而且由带通滤波器2234滤波以进一步除去不需要的信号。包括带通滤波器2234以提供进一步抗假频滤波。向提供对信号的增益和/或缓冲的缓冲器(BUF)2236提供经滤波信号。在其他应用中，诸如在900MHz蜂窝状频带工作的CDMA通信系统，由IF处理器2230提供的增益和滤波不是必需的。在这种情况下，直接向缓冲器2236提供来自带通滤波器2224的信号。向解调器2204提供缓冲信号。在解调器2204中，ΣΔADC2240在由CLK信号确定的高采样频率下采样缓冲信号，而且向数字信号处理器(DSP)2250提供采样。下面详细描述数字信号处理器2250。
接收机2200包括由大多数接收机所需的基本功能。然而，可重新安排放大器2216和2232、带通滤波器2218、2224和2234以及混频器2220的布局，以最优化接收机2200的性能用于特殊应用。例如，可将带通滤波器2218插在双工器2214和放大器2216之间，来在第一放大器级之前滤去不需要的信号。用低噪声放大器(LNA)或自动增益控制(AGC)放大器替换放大器2216，以提供所需增益和AGC控制。如需要，可在接收机2200内添加附加下变频级。可考虑这里所示的不同功能布局，而且在本发明的范围内。此外，还可考虑这里所示的其他功能布局结合在现有技术中已知的其他接收机功能，并在本发明的范围内。
图3示出本发明的另一种子采样ΣΔ接收机的方框图。接收机2300提供子采样ΣΔ接收机2200的优点，以及可编程线性接收机的优点，如在待批美国专利申请序号08/928,874号中所述。在接收机2300中，由天线2312接收所发送的RF信号、通过双工器2314向衰减器2316提供。衰减器2316衰减RF信号以提供所需幅度的信号，并向前端2302提供经衰减信号。在前端2302中，向衰减器(pad)2322a和低噪声放大器(LNA)2320a提供经衰减信号。LNA2320a放大RF信号并向带通滤波器2326提供放大信号。衰减器2322a提供预定程度的衰减并与开关2324a串联。当不需要LNA2320a的增益时，开关2324a提供在LNA2320a周围的旁通路径(bypass path)。带通滤波器2326滤波信号以除去可导致在后来信号处理级中产生互调产物的不需要信号。向衰减器2322b和低噪声放大器(LNA)2320b提供经滤波信号。LNA2320b放大经滤波信号，而且向混频器2330提供信号。衰减器2322b提供预定等级衰减并与开关2324b串联。当不需要LNA2320b的增益时，开关2324b提供在LNA2320b周围的旁通路径。混频器2330用来自本机振荡器(L01)2328的正弦将信号下变频到IF频率。向滤去不需要信号和频带外下变频产物的带通滤波器2332提供IF信号。向放大信号的放大器(AMP)2334提供经滤波IF信号。向根据在发射机处用到的调制格式解调信号的解调器2304提供经放大的IF信号。解调器2304等同于解调器2204(参见图2)，如下所述。在该类似接收机设计中，由放大器2334提供一些增益控制，其中可实施上述放大器2334作为电压控制放大器(VGA)、在解调器2304中的数字信号处理器(DSP)2350、在ΣΔADC中的参考电压或上述组合。
对于其中需要正交解调的应用，诸如QPSK、OQPSK和QAM，利用带通ΣΔADC。可以以在待批美国专利申请号08/928,874中所述的方法设计并实施带通ΣΔADC。带通ΣΔADC采样来自放大器2334的IF信号，而且向数字信号处理器2250提供IF采样。
图4示出用于正交解调的数字信号处理器2250的示例方框图。向滤波和抽选IF采样的滤波器2252提供来自ΣΔADC2240的量化IF采样。向乘法器2254a和2254b提供经滤波采样，其中上述乘法器分别用来自本机振荡器(L02)2560的同相和正交正弦将经滤波采样下变频到基带I和Q采样。移相器2258提供对于正交正弦的90°相移。分别向低通滤波器2256a和2256b提供基带I和Q采样，滤波器滤波采样以提供I和Q数据。向执行附加信号处理(诸如检错/纠错和解压)的基带处理器2270提供I和Q数据。在示例实施例中，滤波器2252和/或低通滤波器2256还提供对采样的定标从而允许数字信号处理器2250提供在不同幅度下的基带数据。可设计数字信号处理器2250的其他实施方法以执行正交解调，并落在本发明的范围内。
对于其中不需要正交解调的应用(诸如BPSK和FM)，可采用基带ΣΔADC。可用在待批美国申请号08/928,874中所述的方法设计和实施基带ΣΔADC。对于子采样基带ΣΔ接收机，将IF信号设置在fIF=n·fs，其中n是大于1的整数。该IF频率导致所需信号在直流的映象(image)。
子采样ΣΔ接收机，诸如接收机2200和2300，具有优于现有技术的超外差式接收机2100的优点。首先，通过利用子采样ΣΔ接收机，完全消除第二模拟频率下变频级(例如，在图1中的混频器2128)。第二，由于ΣΔADC的高过采样比和高动态范围，使得子采样ΣΔ接收机需要不太严格的抗假频模拟滤波。这些特性允许将大量滤波功能移到后面的数字滤波器。第三，可以所需精度并以高于现有技术的模拟处理的经改进可靠性，执行在ΣΔADC之后的数字信号滤波。第四，IF采样的数字解调除去在现有技术的超外差接收机2100常见的正交不平衡。和第五，本发明的ΣΔADC可提供优于在现有技术中传统ADC的经改进的动态范围、线性和直流偏置。下面将详细描述这些优点。
本发明的子采样ΣΔ接收机的第一个主要优点在于消除模拟频率下变频级。在图5A-5B中分别示出对于子采样带通ΣΔ接收机的ΣΔADC的IF输入的频谱和IF采样的频谱示图。对于子采样带通ΣΔ接收机，把IF信号设置在fIF=0.25·(2n+1)·fs，其中n是对于1的整数和fs是ΣΔADC的采样频率。在示例实施例中，n等于3和到ΣΔADC的IF信号的频率以fIF=1.75·fs为中心。通过改变在前端中的本机振荡器(例如，在图2中的本机振荡器2222)的频率，可以控制IF信号的中心频率。当在下采样频率采样IF信号，那么IF假频和IF信号的映象出现在0.25·fs、0.75·fs、1.25·fs、1.75·fs，等等(参见图5B)。下采样表示采样频率小于IF信号的最高频率的两倍。运用采样的假频性能，在不使用模拟下变频级的情况下，将在1.75·fs有效地下变频IF信号到0.25·fs。后来，由数字信号处理器处理在0.25·fs的信号。
对于子采样带通ΣΔ接收机，ΣΔADC是带通ΣΔADC，它以在待批美国专利申请号08/928,874号中描述的方式成形量化噪声。对于带通ΣΔADC，将在0.25·fs周围的量化噪声推到直流和0.50·fs，在该处滤波量化噪声更加容易执行。在示例实施例中，选择IF信号的中心频率，从而映象出现在0.25·fs，这是量化噪声最小的频率。
对于如图4所示的正交解调器2250，由乘法器2254a和2254b分别运用来自本机振荡器2260和分相器2258的同相和正交正弦，将滤波器2252的采样下变频到基带。通过适当地选择滤波器2252的采样频率，对于ΣΔADC，使频率下变频级无关紧要。向滤波器2252提供ΣΔADC的采样，滤波器2252滤波IF信号并以N抽选产生在抽选频率fd下的抽选采样。如果选择抽选频率fd为四分之一的采样频率，或者fd=fs/4，可通过将滤波器2252的抽选采样分别与序列(1,0,-1,0,1,0,-1,…)和(0,1,0,-1,0,1,1,…)相乘，执行由乘法器2254a和2254b的正交下变频。于是，可用简单的数字电路实施乘法器2254a和2254b。
在示例实施例中，运用本发明的子采样ΣΔ接收机以解调双侧带宽为1.2288MHz的CDMA信号。在示例实施例中，对于易于实施正交下变频级和后面的信号处理级，选择抽选频率fd是chipx8(9.83MHz)，或者CDMA信号的双侧带宽的8倍。在示例实施例中，选择采样频率是66.6MHz，和到ΣΔADC的IF信号的中心频率是116.5MHz或者fIF=1.75·fs。选择这些频率来使不需要信号和在信号带中的互调产物为最小。还可使用其他采样和IF频率，并落在本发明的范围内。采样频率与抽选频率之比是6.77(66.6MHz/9.83MHz)。它不是整数。在示例实施例中，运用数据速率变换器以重新采样在fs下的IF频率成在转换频率fc下的转换采样。选择转换频率fc为抽选频率的整数倍，或fc=M·fd。可以在现有技术中已知的方法实施数据速率变换器，诸如线性插入器或二次插入器，如在08/928,874中详细所述。在频率计划允许在抽选频率fd的p倍的采样频率下采样的一些应用中，其中p是整数，不需要数据速率变换器。
子采样ΣΔ接收机的第二个主要优点是对模拟滤波器的较低严格要求。子采样ΣΔ接收机的前端中，只需要简单的抗假频滤波来在ΣΔADC采样之前从第一混频器(例如，混频器2220)的输出信号中去除不需要的信号。用在数字信号处理器中的数字滤波器实施在接收机2100中接收到的严格模拟匹配滤波器。
在接收机2100中还需要严格模拟滤波器来抑制不需要的信号。对于CDMA应用，可将不需要的大幅度信号(例如，包括人工干扰)设置在十分靠近所需信号(例如，CDMA信号)的频带边界附近。人工干扰的幅度可甚高于所需信号的幅度。在现有技术中，需要陡峭滚降特性的模拟滤波器来将人工干扰抑制在更小的幅度，从而不钳位ADC，因为ADC的钳位导致恶化所需信号的互调产物。用可用来量化人工干扰的附加分辨率位设计在本发明中的ΣΔADC而不钳位∑△ADC。附加位允许ΣΔADC容忍更高幅度人工干扰，从而在ΣΔADC之前放松对模拟滤波器的要求。
子采样ΣΔ接收机的第三个主要优点在于，可以所需精度和优于现有技术中的模拟正交解调的经改进可靠性，实施对ΣΔADC的IF采样的正交解调。参照图4，可设计滤波器2252和低通滤波器2256a和2256b来提供对输入信号的所需匹配滤波，这是解调器为了最优化性能一般所需的。用数字滤波器(诸如，有限脉冲响应(FIR)滤波器、无限脉冲响应(IIR)滤波器或多相滤波器)实施的滤波器考虑高性能和增加可靠性。还可设计数字滤波器以获得所需精度，同时使电路复杂度最小。数字滤波器还可提供经改进性能，因为数字滤波器的频率响应对于所生产的所有单元都是相等的。对于大量生产的接收机而言，一致性是很重要的。
数字解调还提供大灵活性和低成本。可设计数字滤波器来满足所需的技术指标(例如，任何所需的频率响应)。还可灵活地设计数字滤波器，从而根据应用需要提供最优化频率响应。例如，可用从控制器加载的滤波器抽头(filtertap)系数设计FIR滤波器。可以不同工作模式动态改变FIR滤波器的频率响应。此外，数字滤波器可设计成多级，而且当不需要时，可以旁路一些级，以使功率消耗最小。
可用集成在一个或少量集成电路(IC)中的数字电路实施数字正交解调，以使元件数量最少、减小成本和提高可靠性。此外，在制造期间和/或工作期间，可以容易地测试数字电路。在现有技术中，用模拟电路实施正交解调。在模拟电路中的较差元件容限导致接收机不满足所需性能指标。此外，模拟电路包括多个元件，他们可能降低接收机的可靠性并增加成本。此外，对于多个标准中的每个标准，需要重新设计现有技术中的模拟电路，例如满足IS-95标准，韩国标准和日本标准。
子采样ΣΔ接收机的第四个主要优点在于消除正交误匹配。在本发明中，由于信号处理在ΣΔADC实现数字化之后，所以消除了在模拟正交解调器中发现的正交不平衡。在示例实施例中，乘法器2254和低通滤波器2256设计为相同。此外，从根据与相同时钟信号相关的不同值(例如，1,0或-1)产生分别来自本机振荡器2260和移相器2258的同相和正交正弦，而且没有相位误差。对于数字正交解调器，匹配两个信号路径，并相互精确正交。
在现有技术中的模拟正交解调器中(参见图1)，用两个信号路径处理基带I和Q信号。在两个信号路径中的任何误匹配(例如，在分相器2136中的误差和/或在混频器2128、低通滤波器2130和ADC2140中的误匹配)导致I信号串音到Q信号上，反之亦然。串音导致模拟正交解调器的BER性能恶化。
子采样ΣΔ接收机的第五个主要优点在于可将ΣΔADC设计成提供优于在现有技术中的传统(例如，快速和逐次逼近)ADC的经改进动态范围、线性和直流偏置。因为减小在信号带中的量化噪声量，所以由ΣΔADC对量化噪声的噪声成形提供优于传统ADC的经改进动态范围。对于传统ADC，量化噪声在从直流到采样频率的输出频谱内是白噪声。对于ΣΔADC，通过对适当设计在ΣΔADC内的噪声成形器，使信号带内的量化噪声最小。可设计噪声成形器，从而匹配IF信号特性与性能要求。
由ΣΔADC提供的经改进动态范围还导致对输入信号的高度过采样。对于带通ΣΔADC，定义过采样比为采样频率除以输入信号的两侧带宽的两倍或者OSR=fs/2fbw。根据是否使用单环结构或MASH(多级噪声成形器)结构和是否采用单位或多位量化器，ΣΔADC的输出可以是1比特或m比特。选择采样频率大大高于信号带宽。因此，量化噪声在从直流到采样频率的更宽的频谱内扩展。后来对ΣΔADC的采样的滤波和抽选除去频带外噪声，同时保留所需信号，从而改进动态范围。在待批美国申请08/928,874号中详细描述提供12位动态范围的示例ΣΔADC设计。
在示例实施例中，ΣΔADC可具有12或更多位的分辨率。通过适当选择过采样比、噪声成形器和ΣΔADC的阶数，可以设计分辨率。到ΣΔADC的IF信号一般包括所需信号加上可能包括人工干扰的不需要信号。人工干扰的幅度可甚大于所需信号的幅度。为了避免钳位ADC输入，这可能产生频带内互调产物，定标IF信号以固定在ADC的全部输入内。当人工干扰的幅度增加时，所需信号变成更少百分比的输入IF信号。要求ADC多位分辨率，从而充分量化所需信号。
在现有技术的模拟正交解调器中，通过在由ADC采样之前用复杂的滤波器滤波模拟信号，使人工干扰的幅度最小。由于将人工干扰设置在紧靠信号带的位置(例如，离开CDMA信号的中心频率900KHz)，要求诸如SAW滤波器和高阶椭圆滤波器(high order elliptical filter)等陡峭滚降率的滤波器使人工干扰的幅度最小。这些陡峭滚降滤波器可能设计很复杂、很难制造和成本很高。
由本发明的ΣΔADC提供的分辨率的附加比特数量与更高动态范围相对应，并考虑在IF信号中的更大幅度的人工干扰，而没有恶化所需信号。更高分辨率允许ΣΔADC适当量化所需信号，即使它只是一小部分输入IF信号。在示例实施例中，只需4比特分辨率来适当解调所需信号。运用12比特ΣΔADC，可使用剩余8位来处理人工干扰和/或提供增益控制。
本发明的ΣΔADC还提供优于现有技术的传统ADC的经改进的线性和直流偏置特性。对于现有技术的快速ADC，线性是依赖于在用来划分输入信号和参考电源的两个阻性梯形电路中的电阻器的匹配，如上所述。在梯形电路中的电阻器的数量是2m，其中m是在ADC中的比特数。当m增加时，由于需要匹配的电阻器的数量，使得线性很难保持。相反，对于ΣΔADC，由于可使用单位量化器，更加容易地获得线性。只要将在ΣΔADC中的高低反馈电压保持在恒定电平，就能保持线性。
非线性可能恶化接收机的性能，诸如误码率(BER)或帧差错率(FER)。非线性还可能恶化在接收机中的多个环路的性能，诸如载波跟踪环路和比特定时环路(bit-timing loop)。载波跟踪环路跟踪输入RF信号的频率/相位，和比特定时环路跟踪输入信号的码元率。非线性还可影响在自动增益控制(AGC)电路和用来提高输入基准第三阶互调产物(input-referred third orderintermodulation product)(IIP3)性能的偏压控制电路中用到的信号电平的测量。
ΣΔADC还具有优于现有技术的传统ADC的经改进的直流偏置特性。对于基带ΣΔADC，由于在本发明中不再出现放大直流的现有技术的模拟滤波器，所以改进直流偏置。对于带通ΣΔADC，不考虑直流偏置，因为该频谱分量是在频带外。可以滤去任何直流偏置，而且对输出采样的影响很小。
直流偏置对于数字通信系统特别重要，因为该参数会恶化BER性能和在接收机内的锁相环的性能。直流偏置使ADC输出采样的量化不对称(skew)，而且可导致输入信号的误检测。直流偏置还可恶化在数字通信系统中通常使用的维特比解码处理的性能。此外，直流偏置影响载波跟踪和比特定时环路的性能。直流偏置把直流偏压引入环路，这恶化了环路的捕获性能。直流偏压还抑制环路，从而恶化环路的跟踪性能。在多种通信系统中，直流偏置是通过一种测量或多种测量组合提出的重要设计和制造考虑。可将每个ADC的直流偏置仔细屏蔽到特定限制。此外，可设计特定补偿环路来评估和跟踪出每个ADC的直流偏置。
在待批美国专利申请08/928,874号中所述的ΣΔADC的设计提供当在本发明的接收机中使用时的附加有利之处。在工作期间，可重新构成ΣΔADC，从而可以关闭ΣΔADC部分以当不需要高性能时保存功率。例如，可实施ΣΔADC作为两个环路MASH结构，而且当不需要高动态范围时可以关闭一个环路。
由ΣΔADC提供的另一个有利之处在于在ΣΔADC和接收机中的其他电路之间连接的容易性。ΣΔADC只在每个采样时钟循环输出一个或几个位，即使ΣΔADC可能具有多位分辨率。于是，ΣΔADC具有少量输入/输出(I/O)引脚。而且，子采样ΣΔ接收机只需一个ΣΔADC。几个ADC和I/O引脚简化在ΣΔADC和接收机中的其他电路之间的路由选择。对于传统ADC，通常分辨率的每位需要一个I/O引脚。对于如图1所示的正交解调器需要两个传统ADC。高数量的ADC和I/O引脚可能使得布线和路由选择更难。
接收机2200和2300是两个示例接收机结构，它们支持IF信号的子采样ΣΔ模拟-数字变换。可以设计其他接收机根据使用接收机的应用要求提供所需前端处理。此外，可设计其他数字信号处理器来实施IF采样的解调。于是，包括子采样ΣΔADC的不同接收机结构落在本发明的范围内。
Ⅱ．奈奎斯特采样ΣΔ接收机在本发明的第一实施例中，接收机包括子采样ΣΔADC。这个结构提供如上所述的多个有利之处。在本发明的第二实施例中，接收机包括奈奎斯特采样ΣΔADC。该结构提供ΣΔADC的多个有利之处，具体地说高动态范围、经改进的线性、低直流偏置和最小功率消耗。对于奈奎斯特采样ADC，采样频率至少是到ADC的输入信号的最高频率的两倍，从而避免假频，而不是利用它。
图6示出用于正交解调的示例奈奎斯特采样ΣΔ接收机的方框图。可用接收机2400来解调BPSK、QPSK、OQPSK、QAM和数字和模拟调整格式。在接收机2400内，由天线2412接收发送的信号、通过双工器2414向前端2402提供。在前端2402中，放大器(AMP)2416放大信号并向带通滤波器2418提供经放大信号，其中带通滤波器滤波信号来去除不需要的信号。在示例实施例中，带通滤波器2418是声表面波(SAW)滤波器。向混频器提供经滤波信号，来用本机振荡器(L01)2422的正弦下变频信号。由带通2424滤波并由自动增益控制(AGC)放大器2426放大混频器2420的IF信号，从而在ΣΔADC2440的输入产生所需信号幅度。在示例实施例中，带通滤波器2424还是SAW滤波器。向解调器2404提供经AGC的信号。
解调器2404利用奈奎斯特采样基带ΣΔADC提供正交解调。在解调器2404中，两个混频器2428a和2428b用分别由本机振荡器(L02)2434和移相器2436提供的正弦将信号下变频到基带I和Q信号。分别向提供基带信号的匹配滤波和/或抗假频的低通滤波器2430a和2430b提供基带I和Q信号。向ΣΔADC2440a和2440b提供经滤波信号，它们采样该信号以产生数字化基带采样。向基带处理器2450提供采样以进一步处理(例如，检错和/或纠错，解压)。
在示例实施例中，ΣΔADC2440是可以待批美国专利申请号08/928,874中所述的方法实施的奈奎斯特采样基带ΣΔADC。基带ΣΔADC把在直流周围的量化噪声推到更加容易执行滤波的更高频率。
可以设计奈奎斯特采样ΣΔ接收机来执行与子采样ΣΔ接收机2200和2300相类似的数字正交解调。在该实施例中，设计子采样ΣΔ接收机2200和2300，从而到带通ΣΔADC的IF信号的中心频率是在IF频率。较佳的是，选择IF频率是0.25·fs。通过调节第一本机振荡器(例如，L01 2222)的频率或通过插入第一频率下变频级(例如，混频器2200)和带通ΣΔADC之间的第二频率下变频级，可以获得该IF频率。
向熟悉本技术领域的人员提供较佳实施例的上述描述以制造或运用本发明。对于熟悉本技术领域的人员而言，对于这些实施例的各种变化是显而易见的，而且可将这里限定的一般原理用于其他实施例，而不必进行创造性劳动。于是，本发明并不局限于这里所示的实施例，而是根据与这里揭示的原理和新颖性相一致的最宽范围。
权利要求
1．一种用于解调RF信号的接收机，其特征在于，包括前端，用于接收所述RF信号和下变频所述RF信号到中频(IF)信号，所述IF信号具有中心频率和两侧带宽；与所述前端相连的ΣΔADC，用于接收所述IF信号和采样所述IF信号，以产生IF采样，在采样频率下对所述ΣΔADC进行计时；连到所述ΣΔADC的数字信号处理器，用于接收所述IF采样，和根据用于产生所述RF信号的调制格式解调所述IF采样。
2．如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述ΣΔADC是子采样带通ΣΔADC。
3．如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述ΣΔADC是子采样基带ΣΔADC。
4．如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述ΣΔADC是奈奎斯特采样带通ΣΔADC。
5．如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述ΣΔADC是奈奎斯特采样基带ΣΔADC。
6．如权利要求2所述的接收机，其特征在于，所述IF信号的所述中心频率是所述采样频率的0.25·(2n+1)倍，其中n是大于1的整数。
7．如权利要求6所述的接收机，其特征在于，n等于2。
8．如权利要求2所述的接收机，其特征在于，所述IF信号的所述中心频率是所述采样频率的0.25·(2n)倍，其中n是大于1的整数。
9．如权利要求8所述的接收机，其特征在于，n等于2。
10．如权利要求2所述的接收机，其特征在于，根据所述IF信号的所述双侧带宽选择所述采样频率。
11．如权利要求2所述的接收机，其特征在于，所述IF信号包括CDMA信号。
12．如权利要求11所述的接收机，其特征在于，所述IF信号的所述中心频率是116.5MHz。
13．如权利要求12所述的接收机，其特征在于，所述采样频率是66.6MHz。
14．如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述解调器包括数字滤波器，用于接收所述IF采样并提供所述滤波采样，所述数字滤波器通过频率响应滤波所述IF采样并以抽选比抽选所述经滤波采样。
15．如权利要求14所述的接收机，其特征在于，可根据所述接收机的工作模式，调节所述数字滤波器的所述频率响应。
16．如权利要求14所述的接收机，其特征在于，根据所述数字滤波器的所述抽选比和所述IF信号的所述两侧带宽，选择所述采样频率。
17．如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述ΣΔADC提供四个或更多比特分辨率。
18．如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述ΣΔADC包括多个环路，可以根据具体要求打开或关闭每个环路。
19．如权利要求1所述的接收机，其特征在于，以过采样比16或更大，对所述ΣΔADC进行计时。
20．如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述ΣΔADC是单环ΣΔADC。
21．如权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述ΣΔADC是MASHΣΔADC。
22．如权利要求21所述的接收机，其特征在于，所述MASHΣΔADC是MASH4-4ΣΔADC。
23．一种用于解调RF信号的接收机，其特征在于，包括前端，用于接收所述RF信号和下变频所述RF信号到中频(IF)信号；连到所述前端的正交解调器，用于接收所述IF信号和把所述IF信号下变频到基带I和Q信号；连到所述正交调制器的两个ΣΔADC，一个ΣΔADC接收所述基带I信号和一个ΣΔADC接收所述基带Q信号，所述ΣΔADC采样所述基带I和Q信号产生基带采样，在采样频率下对所述ΣΔADC进行计时。
24．如权利要求23所述的接收机，其特征在于，所述ΣΔADC是奈奎斯特采样基带ΣΔADC。
25．如权利要求24所述的接收机，其特征在于，所述ΣΔADC是MASHΣΔADC。
26．如权利要求25所述的接收机，其特征在于，所述ΣΔADC是MASH 4-4ΣΔADC。
全文摘要
一种接收机,它包括可以四种结构之一的形式利用的西格马－德尔塔模拟－数字变换器(∑△ADC),其中上述四种结构如子采样带通接收机、于采样基带接收机、奈奎斯特采样带通接收机或奈奎斯特采样基带接收机。对于子采样∑△接收机,采样频率小于输入到该∑△ADC的中心频率的两倍。对于奈奎斯特采样∑△接收机,采样频率至少是到∑△ADC的输入信号的最高频率的两倍。对于基带∑△接收机,∑△ADC的输出信号的中心频率近似为零或直流。对于带通∑△接收机,∑△ADC的输出信号的中心频率大于零。根据输入信号的带宽选择采样频率以简化用于处理∑△ADC的输出采样的数字电路的设计。此外,可根据输入信号的采样频率和带宽,选择输入信号的中心频率。在接收机内的∑△ADC提供多种有利之处。
文档编号H03M1/66GK1281597SQ98811991
公开日2001年1月24日 申请日期1998年12月8日 优先权日1997年12月9日
发明者S·S·巴扎加尼, S·C·西卡雷利, S·G·尤尼斯, D·K·巴特菲尔德 申请人:夸尔柯姆股份有限公司